受前文（搭建小型雷達系統(tǒng) | 實現(xiàn)距離、多普勒測量和合成孔徑雷達成像）的啟發(fā)，搭建一個雷達系統(tǒng)是一個可行的項目，雖然具備一些挑戰(zhàn)，但做這些事情可以鍛煉動手能力，也能將理論和實踐聯(lián)系起來，最重要的是這些實驗將來用在產(chǎn)品研發(fā)中具有一定的價值。

本期文章給大家分享一個6GHz調(diào)頻雷達系統(tǒng)搭建的實驗項目，該項目距今將近10年了。這個實驗項目提供完整的項目資料，包含電路圖、PCB、代碼等，是非常具有參考意義的實驗，文末附帶資料下載鏈接。

這些自行搭建雷達系統(tǒng)的有趣實驗，可以更加深入地了解雷達的基本構成，雖然如今，世界上陸陸續(xù)續(xù)推出了很多款單芯片集成的微波/亞毫米波/毫米波雷達芯片，但是由于其集成度太高，導致我們通常不能夠很好地觀察芯片內(nèi)部各個射頻組件的工作原理和運行機制。

一、概述

連續(xù)波多普勒雷達是可以搭建的比較簡單的雷達，連續(xù)多普勒雷達采用發(fā)射恒定頻率的信號，并從目標返回，如果目標運動，則多普勒頻移會導致回波信號的頻率發(fā)生變化。

但是連續(xù)波多普勒雷達只能檢測目標的速度，不能檢測目標的距離，這也被稱為單頻連續(xù)波雷達，一般可以用于交通測速場景中。復雜的雷達系統(tǒng)可以通過調(diào)制發(fā)射信號的頻率來實現(xiàn)，這被稱為調(diào)頻連續(xù)波雷達(FMCW)。

FMCW雷達通過發(fā)射頻率隨時間線性變化的頻率，信號通過天線輻射出去碰撞到目標，然后由目標反射回雷達的接收天線。接收信號和發(fā)射信號進行混頻(相乘)，由于接收信號和發(fā)射信號存在時間延遲(單頻連續(xù)波無時間延遲)，因此混頻之后會輸出中頻信號。中頻信號的帶寬由發(fā)射信號和接收信號的延遲時間決定，本質(zhì)上講中頻信號頻率是由目標與雷達之間的徑向距離決定的，當存在多目標場景時，需要采用快速傅里葉變換(FFT)分離多個目標。

這些基本的FMCW原理可以看鏈接學習：

https://zhuanlan.zhihu.com/p/510398532（復制到瀏覽器打開）

FMCW雷達系統(tǒng)框圖如下所示：

框圖中術語表：

• 單片機 - 微控制器

• VCO - 電壓控制器振蕩器

• PA - 功率放大器

• LNA - 低噪聲放大器

• ADC - 模數(shù)轉換器

• FFT - 快速傅里葉變換

二、FMCW雷達參數(shù)

本項目發(fā)射信號載波f0=6GHz，帶寬100MHz，掃頻時間tramp = 5ms，目標距離d=100m（對應檢測輸出頻率13.3kHz），頻率較低，可以采用成本較低的器件檢測到。

多普勒頻移的估計可以采用多個Chirp積累進行測量，另一種方式是采用三角波FMCW調(diào)制，因為多普勒頻移會導致三角波調(diào)制信號在混頻時出現(xiàn)不同的兩個頻率。

三、設計雷達

為了獲得更小的分辨率，需要選擇高頻，同時高頻會使得天線體積減小。但是高頻會提升雷達系統(tǒng)搭建的成本，雷達系統(tǒng)組件的選擇變得很被動，射頻設計也變得有挑戰(zhàn)性。

在當時，2.4GHz的頻段設計成本比較低廉，因為這個頻段的元器件成本較低，5~6GHz的頻段設計成本也還好，也很容易設計，寄生損耗不算太高。普通的RF4板性能不好，因為阻抗不受控制，并且板與板之間存在明顯的差異，難以達到精確設計?？梢蕴峁┳杩故芸仉娐钒宓闹圃焐淌?OSH Parks 四層工藝，它使用介電常數(shù)為 3.66 的 FR408 基板，成本還比較低。但是該板不適合RF設計，因為第一層和第二層之間的間距僅為 0.17 mm，這會導致走線非常細（50Ω微帶線寬 0.35 mm），但這個在制造公差范圍內(nèi)，因此可以采用。

電路原理圖和PCB如下，后面提供的資料下載鏈接中會有詳細的電路圖PDF。

下面來看雷達系統(tǒng)各個組件的搭建。

1、微控制器（MCU）

微控制器需要帶有USB接口，能夠和PC機實現(xiàn)交互。采用集成式AD/DA轉換器也能夠節(jié)約PCB空間和成本。

可選擇的最便宜的微控制器是飛思卡爾Kinetis KL26Z128VFT4，具備一個ARM Cortex-M0+內(nèi)核，時鐘頻率為48 MHz，價格為3.4英鎊，具有USB接口，以及16位ADC和12位DAC。

這款處理器僅支持 USB 1.0，理論上全速USB 1.0可以傳輸 在 12 Mbits/s 時就足夠了，但實際上的傳輸速度約為 10 kB/s。

在數(shù)據(jù)傳輸方面，可以通過壓縮傳輸信號，傳輸速度幾乎可以輕松提高一倍。由于信號是平滑的，兩個連續(xù)采樣之間的差值很小。這樣就可以只用一個字節(jié)傳輸最后一個采樣點的差值。在某些情況下，差值無法用一個字節(jié)來表示，這可以通過使用特殊的字節(jié)值（實驗中用的是全1)來解決，該值用于表示后面有兩個字節(jié)長的完整采樣值。在實踐中，這種方法效果非常好。

從軟件角度看，這是一款非常有趣的處理器。Kinetis 提供的處理器專家工具可以自動生成外設的驅動代碼。這使得配置時鐘、ADC、I2C 和所有其他外設變得更加容易，而且在實際應用中效果非常好。但它也有一些不支持的功能，例如無法在運行時更改定時器的速度。不過，也可以直接使用寄存器來實現(xiàn)缺少的功能。

本實驗在給這塊電路板編程時遇到了很多困難，編程成功的情況很少，大多數(shù)時候編程器要么無法識別處理器，要么無法寫入閃存。甚至把一個微控制器燒壞了，使它再也無法編程。原因是這種處理器的復位引腳需要電容。在數(shù)據(jù)表上找不到相關說明，但如果沒有電容，編程就不可靠。用示波器觀察復位線，似乎處理器會在復位線上產(chǎn)生一個鋸齒信號。

如果沒有電容器，處理器復位速度會太快，導致編程器無法連接。在復位引腳上加了一個 100 nF 的電容后，一切都開始正常工作了。

2、射頻部分

射頻信號由壓控振蕩器（VCO）產(chǎn)生，其調(diào)諧電壓由微控制器產(chǎn)生。壓控振蕩器的輸出功率為 2 dBm，但由于這個功率對于功率放大器來說過大，因此需要在功率放大器之前安裝衰減器，以衰減輸入信號，從而使放大器不會飽和(包含會引起非線性失真)。

分布式微波頻率 VCO 似乎不是很常見的元件，而且選擇非常有限。VCO 是整個雷達中最昂貴的元件，價格為 17 歐元。在下圖中，還可以看到一個 MOSFET，它可以通過切斷 PA 的偏置電壓來關閉 PA。0 歐姆電阻放在這里是為了在需要時用更大的電阻來降低偏置電壓。

之所以選擇使用 5-6 GHz 頻段，是因為 5.8 GHz 附近有一個雷達專用頻段，這個頻段與 5 GHz WLAN 重疊。由于 Wifi 元件非常普遍，因此有許多不同的廉價功率放大器可供選擇。選擇使用的功率放大器是SST11LP12，它是一種廉價的 WLAN 功率放大器，價格為 1.5 歐元。本來還有更便宜的功率放大器，但它們的數(shù)據(jù)表細節(jié)太少，不敢使用。

功率放大器是電路板上耗電量最大的元件，3.3V 的供電電流約為 400mA。由于這應該是一個便攜式設備，實驗沒有采用大電池，所以電源和通信都是通過 USB 接口完成的。USB 設備的最大電流為 5V@0.5A。這意味著功率放大器使用了大約一半的可用電源。由于其他元件的耗電量幾乎沒有那么大，因此 USB 供電操作應該不會有問題。

功率放大器將來自 VCO 的 -2 dBm 信號放大到 21 - 23 dBm（0.1 - 0.2 W），具體取決于頻率。然后，輸出信號進入威爾金森(Wilkinson )功率分配器，將輸出分配到發(fā)射天線和混頻器輸入端口。由于功率分配器的全功率輸出對混頻器來說太大，因此在混頻器之前增加了一個 7 dB 衰減器，以將輸入信號衰減到更易于控制的電平。

輻射功率從目標反射，由接收天線捕獲，經(jīng)低噪聲放大器放大，然后與功率放大器輸出信號混頻。LNA 也適用于 5 GHz WLAN，它具有非常低的噪聲系數(shù)，而且價格低廉，小批量生產(chǎn)僅需 1.1 歐元。

放大后的接收信號被傳送到混頻器的射頻端口，混頻器在此將功率放大器信號和接收信號相乘。混頻器的中頻端口輸出兩個頻率：輸入頻率之差以及輸入頻率之和。頻率總和超過 10 GHz，超過混頻器輸出頻率(自帶濾波)，無需擔心。差值信號是想要的結果信號，其頻率約為 100 Hz 至 10 kHz。

3、基帶信號

混頻器輸出信號的振幅很小，大約在uV范圍內(nèi)，必須先進行放大，然后才能進行濾波。第一個放大器使用 LT6230 低噪聲運算放大器，采用同相運算放大器連接。MCP4017 是一個 I2C 控制的可變電阻器，改變它的阻值可改變放大器的增益。增益為: 

輸入信號有一些小的直流偏移，這取決于天線與天線之間的耦合，但應該在0V左右。由于想盡可能降低成本，所以選擇使用雙電源放大器。這意味著需要將直流偏移信號重新平衡到 1.65 V，即運算放大器電源電壓的一半。再平衡是通過阻斷直流電壓的電容 C17 和連接到 1.65V 的電阻 R3 來實現(xiàn)的，R3 設置信號的直流電平。

這雖然有效，但并不是一個很好的解決方案。電阻會衰減信號，增加輸入端的噪聲。事后看來，使用兩個電源會是更好的解決方案，而且不會增加幾歐元的成本。直流平衡還有另一個問題： 由于平衡是通過電阻完成的，因此輸入端的直流電壓不會正好是 1.65V。放大器的增益很高，也會放大直流偏移，導致輸出電壓的直流偏移偏離。

 注：為什么我們會推薦這些資料給大家做參考，可以看到這些實驗所涉及的知識面非常廣泛，比如模電、數(shù)電、信號與系統(tǒng)、高頻電路、射頻控制、天線與微波、電路設計與PCB、嵌入式、雷達算法、信號處理、測試與測量等綜合性內(nèi)容，能夠吸收并融會貫通也是非常厲害的。同時為什么我們會推薦學習雷達專業(yè)的同學就業(yè)不要局限在雷達一條路上，將雷達拆開，你會發(fā)現(xiàn)雷達式多方面的，可千萬不要把自己的路走窄了。

接著上面的話題，在濾波器之后再添加一個直流阻斷電容器的解決方案并不是一個真正的好方案，因為它并不能解決第一個放大器之后平衡不良的問題。

更好的解決方案是通過添加一個與 R9 并聯(lián)的串聯(lián)電容和電阻（圖中的 R0 和 C0），使增益取決于頻率。直流不會流過電容器，增益由 R9 設定。交流電將流過電容器，增益由 R9 和電阻 R0 的并聯(lián)組合設置。本實驗發(fā)現(xiàn)將 R9 設置為 1.5k，再加上 44 uF 的電容器和 50 歐姆的電阻器效果很好。這種解決方案并非沒有缺點，R9 會產(chǎn)生放大器中的大部分噪音，增大它也會增加噪音。但這并不重要，因為事實證明，由于天線不好，增益無法調(diào)得足夠大，以達到本底噪聲。

由于 ADC 將對信號進行采樣，因此需要進行濾波，以確保信號的最高頻率小于采樣頻率的一半，從而避免出現(xiàn)混疊現(xiàn)象。濾波器本身與麻省理工學院咖啡罐雷達（搭建小型雷達系統(tǒng) | 實現(xiàn)距離、多普勒測量和合成孔徑雷達成像）上使用的濾波器相同。截止頻率為 15KHz，但也可以更高，因為微控制器的采樣頻率至少可達 200KHz。實際上這并不重要，因為雷達的j距離不足以產(chǎn)生 15 kHz 的信號。

低通濾波器并不是很好，但由于較遠的目標會產(chǎn)生較高的頻率，因此濾波器的增益應隨著頻率的增加而增加，直到截止頻率。這樣，微弱的高頻信號就會被放大，雷達的動態(tài)范圍就會增大。

使用差分輸入的 ADC 比使用單端輸入的微控制器分辨率更高。上面的電路直接來自 LTC6242 數(shù)據(jù)表，它將濾波器的單端信號轉換為 ADC 的差分信號。

這個電路也遇到了一些意想不到的問題。LTC6242 是軌至軌運算放大器，但當實驗測試電路時，即使工作電壓為 3.3V，輸出飽和電壓也已達到 2.6V。原因是輸入端的共模電壓范圍，2.6V 是輸入端應承受的最大電壓，高于此電壓會使輸入端飽和，輸出端就會像輸入電壓為 2.6V 一樣作出反應。

解決這個問題并不復雜，但需要在電路中添加一些增益，以便在輸入電壓不超過 2.6V 的情況下，2.6V 輸入產(chǎn)生 3.3V 輸出。這可以通過在 C21 上并聯(lián)一個電阻 Rx 來實現(xiàn)。這樣，第一個運算放大器的反饋信號就會減弱，使其輸出電壓升高，從而使負輸入端的反饋電壓等于正輸入端的輸入信號。第一個運算放大器輸出的全電壓不會加到第二個運算放大器上，電路將以全輸出擺幅正常工作。

4、功率分配器

威爾金森功率分配器是一種無損功率分配器，端口之間具有良好的隔離效果，但它與頻率有關。如果信號與設計頻率相差太遠，端口之間的隔離就會受到影響。雷達使用的頻率范圍不是很大，因此不會有太大影響，而且工作正常。

這種功率分配器的一個缺點是功率均分，但實際上實驗希望大部分功率流向發(fā)射天線，只有一小部分流向混頻器。在均分功率的情況下，混頻器前需要有一個衰減器來降低輸入功率。這就浪費了本應用于傳輸?shù)墓β?。即使是簡單的威爾金森功率分配器也會占用大量的電路板空間，而在它所占用的空間里卻可以安裝很多元件。

實驗本想在分配器中使用平滑彎曲，因為它們設計起來很簡單，但 Kicad 不支持，故不得不使用 90 度斜角。斜角只是在拐角處開了一個切口，如上圖所示，從而抵消了拐角處的阻抗變化。微波電路中經(jīng)常使用這種彎角，因為它們不會反射信號，而且與平滑彎角相比，可容納的空間更小。

焊接掩模也從跡線頂部去除，這樣就不會影響阻抗。這樣做還有一個作用就是可以看到漂亮的鍍金層，從而使線路看起來更酷。連接頂部和底部地需要大量的通孔，6 GHz 時的波長約為 36 mm，因此通孔之間的距離必須比這一數(shù)值小得多，這樣接地平面才不會出現(xiàn)電位差。通常的經(jīng)驗法則是，通孔之間的距離應為波長的 1/20。由于增加通孔不需要任何成本，因此在放置通孔時很大方，射頻線路周圍的通孔間距約為1mm。

實驗設計的第一個版本使用的是常規(guī)設計公式：兩個分配器的阻抗為  ，長度為波長的四分之一，約等于 8mm。

由于可以使用 CST 電磁場模擬軟件(https://www./products-services/simulia/products/cst-studio-suite/)，因此可以用它來模擬分頻器。CST 有一個方便的功能，可以導入 gerber 文件，因此仿真模型的尺寸與 KiCad 中繪制的完全一致。

在CST中建模的功率分配器, 藍色圓柱體是 100 歐姆電阻和紅色平面是波導端口。模擬的 S 參數(shù):

分頻器的設計中心頻率為 5.5 GHz，但根據(jù) CST，其最佳工作頻率為 6 GHz。增加 1.2 mm的長度后，工作頻率變?yōu)?5.5 GHz。造成這種差異的可能原因是計算的導線長度是從支路到電阻焊盤中心，但實驗認為導線長度應從支路到電阻中心計算。

從較低的 S11（最多為 -35 dB）可以看出，斜接彎管是有效的，只有極少量的功率被反射回輸入端。即使是沒有斜角的 90 度直彎管，在這些頻率下的反射也很可能微乎其微，因為信號的波長比邊角大得多。

S21，從功率放大器到發(fā)射天線的增益為 -3.3 dB。理想情況下增益為 -3dB，即功率平均分配，沒有任何浪費，但特別是基板損耗會消耗部分功率，0.3 dB 的額外損耗仍然比較理想。

調(diào)整走線長度后，所有可用頻率（5.3 GHz 至 6.3 GHz）的端口隔離均低于 -20 dB。

5、SMA 連接器接口

在普通的低頻設計中，像連接器這樣簡單的東西其實并不需要注意。但是，射頻頻率的情況就不同了。為了盡量減少微帶到同軸電纜轉換過程中的損耗，實驗決定同時模擬這個接口。連接器的潛在問題在于1.3 mm的中心導體比 0.35 mm的微帶要大得多。由于連接器引腳需要幾毫米長的焊盤來焊接，焊盤本身就像一個微帶，而由于焊盤太寬，阻抗非常低，微帶和同軸電纜之間存在明顯的阻抗不連續(xù)性，會將功率反射回去。

有一些連接器更適合這些軌道寬度，但這些都是最便宜的 SMA 連接器，而且價格相當昂貴，一個要 3 歐元。更好的連接器大約需要 10 歐元一個，占總成本的很大一部分。

模擬證實了這一問題。S11 在 6 GHz 時為 -3 dB，這意味著一半的功率進入天線，另一半被反射回來。但這并不意味著不能使用這種連接器，只是需要對接口進行一些改動。問題在于焊盤是作為微帶工作的，阻抗不對。把焊盤做薄就能解決問題，但這是不可能的，否則連接器就無法焊接。另一種解決方案是在地平面上開孔。因為微帶的阻抗取決于與下面接地平面的距離，在焊盤下面的接地平面上開孔可以提高其阻抗，消除阻抗不連續(xù)。

經(jīng)過幾次模擬后發(fā)現(xiàn)，最佳切口為 3.7x2.6 毫米，其 S11 為 -22 dB，因此幾乎沒有功率（0.6%）被反射回來。

6、焊接電路板

PCB打印后的電路板如下所示：

在 71 歐姆的薄型功分線邊緣可以看到一些粗糙的痕跡。這對性能影響不大，因為跡線的寬度會影響其阻抗。粗糙度仍然很低，對阻抗的影響應該很小。

QFN 的焊膏可以手工涂抹，但盡量不要這么做。使用鋼網(wǎng)可以讓焊膏的涂抹變得更加容易，節(jié)省大量時間，即使是制作單個電路板，訂購鋼網(wǎng)也是合理的，因為鋼網(wǎng)的價格非常便宜。

下面是不同雷達系統(tǒng)組件的圖片，中間未標注的元件是用于模擬元件的 3.3V 穩(wěn)壓器、用于 VCO 和 LNA 的 3.0V 穩(wěn)壓器以及用于為基帶濾波器生成 1.65V 虛擬地的運算放大器。VCO VTUNE 放大器用于將微控制器的 3.3V DAC 輸出信號放大到 10V。

7、雷達測試

下圖雷達 VCO 調(diào)諧電壓從 0 到 10V 全范圍掃描時的頻譜分析儀輸出。輸出頻率從 5.6 GHz 到 6.3 GHz。由于輸出端有一個 20 dB 衰減器，實際輸出功率為 15 dBm。這包括 1 米長 SMA 電纜的損耗，在這些頻率下?lián)p耗應在 1 dB 左右。

輸出功率不太均勻，在一定范圍內(nèi)實際下降了 6 dB。這是預料之中的，符合功率放大器數(shù)據(jù)表中的規(guī)格。最大增益在 4.0 GHz 時已經(jīng)達到，在 6 GHz 時下降了約 10 dB。由于掃描帶寬約為 100 MHz，在此帶寬上的下降幅度較小，因此增益不均勻度不會造成問題。

功率放大器的理論輸入功率為 -5 dBm，在 6 GHz 時增益約為 27 dB，因此輸出功率應為 22 dBm。由于功率分配器的模擬損耗為 3.3 dB，因此輸出功率應為 18.7 dBm，減去電纜中的未知損耗。測量到的功率與計算出的功率不盡相同，但已經(jīng)足夠接近，可以說功率放大器和分配器是按照設計工作的。

8、天線設計

電路板制作完成后，就該制作天線了。雷達通常使用指向性很強的喇叭天線。波束的方向性非常重要，這樣只能接收到來自目標的信號，而不是周圍的信號。除了方向性之外，雷達天線還應具有較低的邊帶，這樣天線與天線之間的耦合度就會很低，也就不會接收到來自雷達后面和兩側的反射信號。此外，天線不應將功率反射回去，而應發(fā)揮其作用，將功率輻射出去。

也許最好的天線之一就是金字塔形喇叭天線。它可以滿足所有要求，只是制造成本較高。在實驗還不確定雷達板能否正常工作的時候，不必花太多錢去制作一個非常好的天線。因此可以先制作廉價的蹩腳天線來測試電路板，然后再制造合適的天線。

于是實驗決定用易拉罐制作天線，易拉罐天線通常被稱為 cantennas。大多數(shù)易拉罐的問題是，它們對于 6 GHz 范圍來說太大了，最合適的罐子是兩個相當小梨罐頭。

天線設計的唯一自由參數(shù)是 SMA 連接器的位置以及 SMA 連接器中心線的長度和直徑。盡管實驗嘗試盡最大努力優(yōu)化它們，但毫不奇怪，cantennas 的性能確實很糟糕。波束寬度為 100 度，這對于雷達天線來說確實很寬。模擬的輻射方向圖也很奇怪，主光束的中心有一個孔，無論我如何調(diào)整饋源位置、饋線長度或其直徑，都無法在不犧牲輻射效率的情況下消除該孔。

從上面可以看出，這個洞很深。雖然天線很糟糕，但應該足以測試雷達是否正常工作。

輸入反射還不錯，低于 -10 dB 都沒問題。

焊接 SMA 連接器的最佳方法是先移除聚四氟乙烯絕緣體，再焊接外殼。如果特氟龍片從錯誤的一側插入，使其露出罐子內(nèi)側，則更容易定位。這樣特氟龍片就會把外殼對準孔的中心，焊接起來就容易多了。焊接外殼后，需要將饋線焊接到 SMA 連接器的中心導體上。取下聚四氟乙烯片后，這也更容易焊接。焊接完饋線后，可以將特氟龍片從外面推回。

實驗最初擔心烙鐵是否有足夠的功率將罐子加熱到足夠熱，但使用普通烙鐵和普通焊錫絲焊接連接器并沒有任何困難。

實驗使用網(wǎng)絡分析儀測量了實際天線的 S11。它的最高頻率為 6 GHz，因此勉強夠用。測量的 S11 在 6 GHz 時為 -15 dB，實際上比模擬值要好。

這可能是第一次出現(xiàn)實際效果比模擬效果更好的情況。兩根天線的 S11 基本相同，因此不能歸咎于制造公差。原因可能是模型過于簡單，沒有包括罐中的波紋。制作這些波紋太耗時，所以我只用光滑的內(nèi)壁制作了天線模型。S11 的形狀仍然與模擬的形狀非常接近，這表明模擬并沒有太不準確。

四、雷達造型

雷達造型如下所示：

五、外場測試

下圖是實驗測試雷達的足球場。實驗用一個紙箱將天線從地面抬起。圖中雷達位于電腦后面。

通常雷達都有指向性很強的天線，這樣就能準確地指向目標，而不會受到周圍環(huán)境太多反射的影響。由于實驗使用的天線波束寬度約為 100 度，因此雷達會接收到大量來自周圍的反射信號，也稱為雜波。

上圖是從另一側看到的景象。中間可以看到雷達下的方框，但在這個距離上雷達并不明顯。

上圖是經(jīng)過處理的信號，Y 軸為時間（以秒為單位），X 軸為距離。顏色是檢測到的頻率的功率，參考某個任意值。

背景有很多雜波，來自兩側的樹木。部分雜波也是雷達通過天線邊帶從兩側和后面反射造成的。在大約 50 米處，可以清楚地看到來自場地中央球門的雜波；在大約 130 米處，可以看到來自背景建筑物的雜波。雖然很難看清楚，但特別是在前背景處，可以看到人行走的路徑的對角線。

從當前脈沖中減去前一個脈沖后(MTI對消)，所有靜止的雜波都被消除了，情況一下子變得清晰多了。信噪比在 50 米處約為 15 dB，在 90 米附近為零。例如，風吹樹動和不準確的采樣會導致連續(xù)脈沖不完全相同，即使在減法之后也會留下一些雜波。

上圖是捕捉到的其中一個波形，很明顯，一切似乎都不太對勁。在掃描開始時有一個很大的峰值，它將自動增益控制器的最大增益限制在最大增益的三分之一左右。如果峰值和低頻信號不存在，增益就可以提高，這也會改善雷達的測距能力。

從示波器捕捉到的混頻器輸出信號來看，原因很明顯。由天線附近的反射引起的低頻高振幅信號會在每次掃描開始時產(chǎn)生很大的不連續(xù)性。由于該信號是交流耦合到基帶的，因此在通過電容器后會產(chǎn)生一個衰減峰值。解決辦法是使用更好的天線。

總之，雷達可以正常工作，測距范圍也不差，不過如果使用更好的天線，測距范圍會更大。

【本期結束】