充電模塊是熱門，從最開始的7.5kW、10kW 到后面的15kW、20kW，功率等級不斷的提高。市場上的充電模塊絕大部分都是三相輸入，PFC 部分也基本都是采用的三相無中線 VIENNA 結(jié)構(gòu)的拓撲。
我會從以下幾個方面進行說明：
① 主電路組成
② 工作原理
③ 控制模式
④ 控制地的選擇
⑤ 母線均壓原理
⑥ 原理仿真

一、主電路的組成
如圖所示，是三相 VIENNA PFC 拓撲的主電路，大致如下：

1. 三相二極管整流橋，使用超快恢復二極管或 SiC 二極管；
2. 每相一個雙向開關，每個雙向開關由兩個 MOS 管組成，利用了其固有的反并聯(lián)體二極管，共用驅(qū)動信號，降低了控制和驅(qū)動的難度。相比其他組合方案，具有效率高、器件數(shù)量少的優(yōu)點；
3. 電流流過的半導體數(shù)量最少，以 a 相為例：

? 雙向開關 Sa 導通時，電流流過2個半導體器件，euo=0，橋臂中點被嵌位到 PFC 母線電容中點；

? 雙向開關關斷時，電流流過1個二極管，iu>0 時euo=400V， iu<0 時 euo=-400V，橋臂中點被嵌位到 PFC 正母線或負母線。

二、工作原理
電路的工作方式靠控制 Sa、Sb、Sc 的通斷，來控制 PFC 電感的充放電，由于 PFC 的 PF 值很接近1，在分析其工作原理時可以認為電感電流和輸入電壓同相，三相點平衡，并且各相差120度；

1. 主電路的等效電路
① 三相三電平 Boost 整流器可以被認為是三個單相倍壓 Boost 整流器的 Y 型并聯(lián)；
② 三個高頻 Boost 電感，采用 CCM 模式，減少開關電流應力和 EMI 噪聲；
③ 兩個電解電容構(gòu)成電容中點，提供了三電平運行的條件；

這個 eun 的表達式非常重要。

2. 主電路的開關狀態(tài)
三相交流電壓波形如下，U、V、W 各相差120度

三相交流電壓波形

通過主電路可以看出，當每相的開關 Sa、Sb、Sc 導通時，U、V、W 連接到電容的中點 O，電感 La、Lb、Lc 通過 Sa、Sb、Sc 充電，每相的開關關斷時，U、V、W 連接到電容的正電平（電流為正時）后者負電平（電流為負時），電感通過 D1-D6 放電，以0~30度為例，ia、ic 大于零，ib 小于零。

每個橋臂中點有三種狀態(tài)，三個橋臂就是3^3=27種狀態(tài)，但不能同時為 PPP 和 NNN 狀態(tài)，故共有25種開關狀態(tài)（見下期下載鏈接）。

3. 主電路的發(fā)波方式
主電路的工作狀態(tài)與發(fā)波方案有較大的關系，采用不同的發(fā)波方案會在每個周期產(chǎn)生不同的工作狀態(tài)。

一般 Vienna 拓撲采用 DSP 數(shù)字控制，控制靈活，可移植性強。
① 采用單路鋸齒波載波調(diào)制電流環(huán)控制器輸出的調(diào)制信號被饋送給鋸齒波載波，保持恒定的開關頻率；

在0~30度這個扇區(qū)內(nèi)，每個周期產(chǎn)生4個開關狀態(tài)，由于波形不對稱，電流波形的開關紋波的諧波比較大；采用該種方式進行調(diào)試，橋臂中點線電壓的最大步進是2Ed（Ed 為母線電壓的一半，400V）；

② 采用相位相差180度的高頻三角載波，當對應的輸入電壓是正半周的時候，采用 Trg1，當對應的輸入電壓是負半周的時候采用 Trg2，每個周期產(chǎn)生8個開關狀態(tài)，與傳統(tǒng)的控制方案產(chǎn)生4個開關狀態(tài)相比，8個開關狀態(tài)相當于頻率翻倍，減小了輸入電流的紋波，對 THD 指標有好處；

上一張仿真的波形：

上面我們提到，三相三電平 PFC 可以看作是三個單相的 PFC，每個單相相當于由兩個 Boost 電路組成，在交流電壓的正負半周交替工作，正半周如下所示：

以 a 相為例，驅(qū)動信號為高時，則開關管 Q1 導通(交流電壓的正半周) 或者 Q2 導通 (交流電壓的負半周)；驅(qū)動信號為低時，開關管 Q1 和 Q2 都關斷。電壓正半周時，a 相上橋臂二極管導通；電壓負半周時，a 相下橋臂二極管導通。

通過上面的分析，采用移相180度的三角載波進行調(diào)制，在0~30度的扇區(qū)內(nèi)有8種開關狀態(tài)，4種工作模式 ONO,ONP,OOP,POP。

①ONO 工作模式
a 相和 c 相導通，b 相截至，U 和 W 電壓為0，V 點電壓-400V；該工作狀態(tài)只給 C2 進行充電；

②ONP 工作模式
a 相導通，b 相和 c 相截至；U 點電壓為0，V 點電壓為-400V，W 點電壓為+400V；

③OOP 工作模式
U 和 V 點電壓為0，W 點電壓為+400V；

④POP 工作模式
U 和 W 點電壓為+400V，V 點電壓為0，該工作模式只給 C1進行充電；

當然，這只是在0~30度扇區(qū)的工作狀態(tài)。其實在整個工頻周期，是有25個工作狀態(tài)的。

ONO 和 POP 這兩種工作模式只給 C1 或 C2 充電的狀態(tài)對后面母線電壓均壓起決定性的作用。

我們知道，DSP 的 PWM 模塊的載波方式不能改變，一般是無法使 DSP 產(chǎn)生幅值相同、相移180度的載波時基.可以用正負半周不同方式實現(xiàn)，具體實現(xiàn)方式如下：

在正半周的時候跟 CMPR+比較，在負半周的時候跟 CMPR-比較。正半周的時候低有效，負半周的時候高有效。這樣就可以產(chǎn)生180度的相移了，其中 CMPR-是 PI 計算出來的值，而 CMPR+=PRD-CMPR-

三、控制模式
我們知道，這種控制電路一般采取雙環(huán)的控制方式，即電壓外環(huán)+電流內(nèi)環(huán)。電壓外環(huán)得到穩(wěn)定的輸出直流電壓，供后級電路的使用（如 Three Level LLC、PS Interleave LLC、PSFB 等），電流內(nèi)環(huán)得到接近正弦的輸入電流，滿足 THD 和 PF 值的要求。

其實數(shù)字控制無非就是把模擬的方案轉(zhuǎn)換為數(shù)字的運算，其中最經(jīng)典可以參考 TI 的 UC3854，利用它的控制思想來實現(xiàn)數(shù)字化。

PFC 母線輸出電壓經(jīng)過采樣和濾波，由 DSP 的 ADC 采樣到 DSP 內(nèi)部，與電壓給定信號進行比較，產(chǎn)生誤差后經(jīng)過 Gvc(s) 補償后輸出一個 A 信號，然后通過乘法器與交流 AC 電壓相乘得到電流的給定信號，正是該乘法器的作用才能保證輸入電壓電流同相位，使電源輸入端的 PF 值接近1；

將采樣的電感電流波形與電流給定進行比較得出誤差，經(jīng)過 Gic(s) 補償器進行補償后得到電流環(huán)的輸出值，該值直接與三角波進行調(diào)制，得到 PWM 波形，控制電壓和電流；大致的控制框圖可以用下圖來簡化表示；

其中：
? Gcv(s) 電壓環(huán)的補償函數(shù)
? Gci(s) 為電流環(huán)的補償函數(shù)
? Hi(s) 為電流環(huán)采樣函數(shù)
? Hv(s) 為電壓環(huán)采樣函數(shù)
? Gigd(s) 為電感電流對占空比 D 的函數(shù)

四、控制地 AGND 的選擇
在傳統(tǒng)的單相有橋 PFC 中，一般把 PFC 電容的負極作為控制 AGND，因為該點的電壓通過整流橋跟輸入的 L、N 相連。

? 當輸入為正半周時，AGND 為整流橋鉗位在 N 線；
? 當輸入為負半周時，AGND 被整流橋鉗位在 L 線；

所以母線電容的負極地 AGND（相當于 PE）是一個工頻的變化，由于輸入一般都是50Hz 的交流電，所以相對還是比較穩(wěn)定的，可以作為控制電路的控制地。

但是相比較 Vienna PFC 就不一樣了，母線電容的中點相對與工頻電壓中點 (PE) 是一個開關級的5電平高頻變動的電平：±2/3Vo、0、±1/3Vo（這里的 Vo 代表母線電壓的一半，典型值400V），如果以如此大的高頻波動去作為控制地的話，那么噪聲和共模干擾就會非常大，可能會導致采樣電壓和驅(qū)動不準確，嚴重影響到電路的可靠性。

由于電容中點的高頻變化不能作為控制地，那怎么辦？我們是否可以人為的構(gòu)建一個虛擬的地來作為控制地 AGND？

我們可以采用在三相輸入之間通過分壓電阻相連，采用 Y 型接法來產(chǎn)生虛擬地作為控制地。不過構(gòu)建了這個控制地后，那么其他所有的采樣、驅(qū)動都要以差分和隔離的方式相對于這個控制地來工作。

采用這種方法，是不是完美的把電容中點 O 與控制地 AGND 分開了，避免了高頻劇烈變動帶來的干擾。

五、母線均壓

我們知道，三相 Vienna PFC 拓撲的母線電壓 800V 是由兩個電容 C1 和 C2 串聯(lián)進行分壓，電容中點的電位 O 由電容的充放電決定，兩個電容的電壓應該保持均衡以保持真實的三電平運行條件。否則輸出電壓可能包含不期望的諧波，甚至會影響到電路的完全性。

三相三電平 PFC 正負母線的均衡度會影響 PFC 的性能：
① 輸入電流 THD
② 功率開關管和二極管的應力 (本身以及后級功率電路)
③ 動態(tài)時母線電容容易過壓

電容中點的電位偏差與 PFC 正負母線電容的充放電過程相關，通過附件開關狀態(tài)可以看出，a 組和 z 組工作狀態(tài)沒有電流流入或流出電容中點，因此兩個電容的充放電是一樣的，不會產(chǎn)生偏壓。只有 b、c、d 組的開關狀態(tài)才會影響到 PFC 母線電容充放電的差異，產(chǎn)生偏壓。

根據(jù)前面的工作原理分析，POP 工作狀態(tài)只給電容 C1 進行充電，ONO 工作狀態(tài)只給電容 C2 進行充電，故可以根據(jù)這兩個工作狀態(tài)來控制中點電位，在控制中可以調(diào)節(jié) ONO 和 POP 兩個工作狀態(tài)的作用時間來進行均壓。

這個時候可以在整個控制環(huán)路中添加一個偏壓環(huán)，用于調(diào)節(jié) ONO 和 POP 的作用時間，來進行母線電壓的均壓作用。

具體實施方法：
分別對正母線和負母線進行采樣，然后得出差值 (直流分量)，該差值經(jīng)過偏壓環(huán)的補償器調(diào)節(jié)之后疊加到輸入電流參考正弦波，經(jīng)過精密整流后變換為幅值有差異的雙半波作為電流環(huán)的給定，以此來改變 ONO 和 POP 的作用時間，改善 PFC 母線均壓。

如下圖所示：compa、compb 和 compc 分別是每相的電流環(huán)計算出來的結(jié)果，以0~30度扇區(qū)為例，當正母線相對于中點的電壓低于負母線時，正半波的給定變小，負半波的給定變大，POP 工作狀態(tài)的時間變長，給正母線電容的充電時間變長；

ONO 工作狀態(tài)的時間變短，給負母線電容的充電時間變短。當正母線相對于中點的電壓高于負母線時，正半波的給定變大，負半波的給定變小，POP 的作用時間變長，給正母線電容充電的時間變短，ONO 的作用時間變長，給負母線的充電時間變長。

圖中 comp 值實線代表上個周期的值，虛線代表當周期需要的值；陰影部分代表變化的時間；

以上說明的是主功率回路正常工作時候可以通過調(diào)節(jié)來控制 PFC 母線電容的均壓，但是當模塊起機的時候呢？

可以采用輔助電源直接從+400V~-400V 之間進行取電，由于電容有差異性，內(nèi)阻不可能完全相等，也會差生偏壓。

還有一個是要采用更高等級的 MOSFET，成本高，而且現(xiàn)在充電模塊的待機損耗也是一個問題，很多客戶要求模塊的待機損耗不能超過多少。

當然還有另一種輔助電源取電方式，也是現(xiàn)在廠家主流的方式。就是正負母線均掛一個輔助電源，在起機的時候通過充電電阻給母線電容充電，變壓器采用繞組競爭的方式，誰的母線電壓高，就采用誰供電，這樣可以很好的保證模塊在起機過程中的均壓效果；在模塊正常工作起來以后，也是同樣的道理。而直接從+800V 取電沒有這種效果。

六、原理仿真

1. 輸出電壓波形

2. 仿真波形
輸入電流波形，參數(shù)沒有調(diào)好，將就著看吧。

3. 橋臂中點的線電壓
輸入線電壓峰值與 PFC 總母線電壓的比值定義為調(diào)制系數(shù) m，m=Vlp/2Ed; 其中 Vlp 是線電壓的峰值。

整流器可以被認為是與市電通過 PFC 電感連接的電壓源，為了使輸入電流正弦，橋臂中點線電壓也應該為正弦波形。

而實際情況下橋臂中點線電壓是正弦 PWM 波形，諧波分量和最大步進是兩個主要考慮的因素。

① 當輸入線電壓峰值大于 Ed 時，橋臂中點線電壓電壓波形 euv，是一個5階梯的電壓波形，幅值為0，±400V，±800V，步進是400V；

② 當輸入線電壓峰值小于 Ed 時，橋臂中線線電壓波形是一個3階梯的電壓波形，幅值為0，±400V，步進為400V；

橋臂中點相對于市電中點的電壓波形 eun，是一個9階梯的電壓波形；幅值為0，±133V，±266V，±400V，最小步進是133V，最大步進是266V；由于功率開關管和散熱器之間有寄生電容，這個階梯信號會產(chǎn)生共模噪聲；

電容中點 O 相對于市電中點的電壓波形 eon，是一個5階梯波形，幅值為0，±133V，±266V，步進為133V；

到此為止，原理性的和控制相關的內(nèi)容基本寫完了，后續(xù)如果有需要，再進行補充。一般像這種復雜點的拓撲，模擬控制是比較難實現(xiàn)，在實際調(diào)試過程中也會遇到很多問題，不知道論壇里面有沒有兄弟實現(xiàn)？如果有實現(xiàn)的，是否方便一起探討？