在2003年的暑假期間，本人通過仔細設計、制作與調試，成功地做成了一款全對稱式OCL-DC超甲類功率放大電路。到2003年為止，本人專修功放已有4年了，在這期間一邊修理功放，一邊收集國產名牌功放的資料，做了很多筆記，也對一些功放電路做了很多的調試和測試工作，通過接觸國內外一些電路簡潔的名牌功放，感到做好電路簡潔的功放仍要有扎實的電子技術知識和制作技術。當時有相當多的國內外功放機的電路非常簡潔，但功放機的確做得很好。下圖(第一圖)則是自己做成的功放的電路圖：
該功放仍采用當時非常流行的全對稱式電路。以現(xiàn)在的觀點來看，此電路新穎的地方不多,但做這款電路時，卻參考了數(shù)款功放的電路(主要是揣摩這些功放電路的一些細節(jié)問題)。本人做這款電路的目的，主要是用于研究和驗證一些困擾自己多年的問題，為以后打磨或制作電路復雜的功放打下扎實的基礎。從圖(第一圖)看出，該功放只能算是準直流功放，因為該電路去掉了落地反饋電容(如用這個電容，這個電容應與圖中的電阻R23串聯(lián)并去掉電阻R22，但功放只能叫做交流功放)，但沒有去掉輸入耦合電容(圖中的電容C2和C3)。這款電路全用了雙極型三極管，是因為本人手上的這種三極管很多，有選擇的余地，并非本人不愛用場效應管，電路仍采用傳統(tǒng)的電路，一是為了教學的需要(本人是學校興趣小組的指導教師，電路不能做得太復雜)，二是本人相信自己能做好電路簡潔的功放。整部功放的電子元器件，只有二極管和三極管是日本的產品，電阻、電容及其他元器件全是國內大廠的優(yōu)質產品。
下面介紹電路特點：三極管VT2、VT3、VT5、VT6及其周邊元件共同組成互補對稱的差分輸入放大級。本電路輸入級放大電路與其相似的直流功放電路是有所不同的(請看第二圖)。本電路中靠近輸入端的三極管VT2和VT5的直流偏置電路是分開設置的，而且還加強了發(fā)射極恒流源電路的設計和調試，這就是本電路的第一個特點。那么為什么要這樣做呢？
大家請看第二圖：該圖是各種書籍介紹最多的直流功放電路圖。圖中三極管VT2、VT5共同的基極偏置電阻是R2，而三極管VT3、VT6共同的基極偏置電阻是并聯(lián)的電阻R19和R20，這兩對差分的基極偏置電阻嚴重失衡，圖中雖然VT3和VT6的工作電流(Ic)是相等的，VT2和VT5的工作電流(Ic)也是相等的，但VT2和VT3(還有VT5和VT6)的工作電流(Ic)則不是相等的(本人對一些功放的實驗與測試結果也如此)。這種失衡不僅對電路的穩(wěn)定性有較大影響，而且對電路的整體性能也是有較大的負面影響的。實踐證明：用差分對管做輸入級的分立元件直流耦合電路，只有差分對管的工作狀態(tài)保持一致，電路才有最好的穩(wěn)定性(零點漂移小)，電路才有好的性能指標。所以在用分立元件做功放電路時，一定要保持差分輸入管的工作狀態(tài)相同(那怕做這種對稱結構的功放電路，也要如些)。我國設計高保真功放電路的嚴謹程度遠不如一些歐美國家，于是所做出的功放質次價低，這個道理怕是大家都知道。
第一圖中這種分開設置VT2和VT5的直流偏置電路的方法，可以強制讓兩對差分輸入管的集電極工作電流相等。為了利于調整輸入級的工作電流，電路還三極管VT3和VT6的基極并聯(lián)后串接了一只共同的基極偏電阻R22(這只電阻的阻值比R23大1倍即可),這只電阻還可以降低大環(huán)路負反饋的程度，那么中點伺服電路只能接在圖中的O點和M點之間。另外，關于輸入級電路的方面，這里還有兩個問題要說明：
關于差分管發(fā)射極恒流源電路問題。此處的恒流源電路必須無條件的足夠穩(wěn)定，還要有很強的抗干擾能力。本電路中兩處的恒流源電路(三極管VT1、VT6及其周邊元件組成)中，都由兩只穩(wěn)壓二極管串聯(lián)后(圖中的VD3和VD4、VD5和VD6)給三極管的基極提供基準電壓,每處串聯(lián)的兩只二極管的溫度系數(shù)為一正一負，串聯(lián)后總的溫度系數(shù)略微偏負，但非常接近零，串聯(lián)的兩只二極管上還并聯(lián)有電容器(此處的電容器容量不必太大，因為穩(wěn)壓二極管兩端的交流阻抗本來就很小)，進一步過濾50Hz的脈動交流成分和市電中混入整流電路的高頻噪聲，之后再進行一次RC濾波(圖中的C6和R7、C7和R11)。
本電路的主電壓放大級的電路結構便是第二個特點：三極管VT7和VT9的集電極對地都接上一只電阻(圖中的電阻R27和R28),還在VT7的集電極對地接上RC串聯(lián)電路(圖中的R26和C11)。那么這此元件起什么作用呢？
這里的R27和R28分別使VT7和VT9的集電極負載電阻變小了。主電壓放大級的三極管的集電極負載一般都是共集電極電路(圖中三極管VT10和VT11及周邊元件組成，共集電極電路又叫射極跟隨器)，射極跟隨器的輸入阻抗非常高，這樣才與共發(fā)射極電路的高輸出阻抗相匹配，主電壓放大級的電壓放大倍數(shù)很大，兩只三極管(VT7和VT9)的集電極上電壓擺幅很大，這樣三極管的密勒電容的影響很大，使得主電壓放大級的高頻響應變差，為了使電路不產生自激，于是通常在VT7(或VT9)的集電極與基極間加一只10p到60p的滯后補償電容，這種做法是現(xiàn)在高保真功放電路所不允許的。這種做法的不足之處在很多書報上有論述，這里不在多言。
這里的R27、R28用在這里，顯然降低了VT7和VT9的這一級主電壓放大級的電壓放大倍數(shù)，使整個電路的開環(huán)電壓放大倍數(shù)有較大幅度降低(這是很有益的，大家可查閱有關書刊)，也降低了三極管的密勒電容的影響，電路開環(huán)下的高頻響應有所改善。而R26、C11等元件用在這里，則是為了避免使用滯后補償電容，既降低了開環(huán)條件下的高頻增益，也可以滯后高頻的相位，同樣能使電路不自激，但這種做法比在VT7(或VT9)的集電極與基極間加一只滯后補償電容的效果要好得多。為什么呢？現(xiàn)代電子技術和音響技術的研究也證明了這一點，本人為此也做實驗驗證了這個問題：在三極管的集電極與基極間加一只滯后補償電容，對電路的負面影響都很大(因為它是通過負反饋來降低高頻增益并滯后高頻相位的、還大大降低了功放電路的轉換速率)，這只滯后補償電容那怕只有10p到20p，對4kHz的頻率就開始產生了負面影響了(有很多功放連中頻聲音信號的重放效果都差就是這個道理)，但人們發(fā)現(xiàn)功放電路工作時產生自激的頻率還是偏高的(例如15kHz以上，這里只是打個比方)，為了解決這個問題，于是在本電路中R26和C11接在VT7的集電極上(這里的RC電路的轉折頻率是很高的)，同樣能夠降低高頻增益并滯后高頻相位，但它不是通過負反饋作用而達到這個目的的(大家可以仔細閱讀電子技術書籍)，而且影響的頻率很高(例如15kHz以上，這里同樣也只是打個比方)，電路也仍有很高的轉換速率，于是國內外有很多功放就是這樣做的(國產天逸AD-66/A/H、天逸AD-89等功放，國外這樣做的功放例子更多)。這樣做的好處是功放電路至少在低頻和中高頻的范圍內的重放效果很好(例如14kHz以下的音頻信號)。
本電路還有兩點要向大家講清楚的：
第一點: R26和C11的串聯(lián)電路雖然接在VT7的集電極上，但因為C15的存在，R26和C11的串聯(lián)電路也如同接在VT9的集電極上。所以這里只要在VT7和VT9中的任一只管子的集電極上接上R26和C11串聯(lián)電路就可以了。
第二點：電路中VT7和VT9的集電極之間還接了只電容(圖中的C15、只有0.1u),它能使VT7和VT9的集電極之間的高頻交流電位相等，同時加快電流推動管VT10和VT11的發(fā)射結的充放電速度(也算是起到一點超前補償作用，這是有益的)，但這個電容也不要用得太大(不是越大越好、本人這里的說法可能與大家的想法完全相反)，在高保真電路中，如果電流推動放大級的靜態(tài)工作電流很高(指VT10和VT11的Ic在30mA以上)，那么電流推動管的發(fā)射結因處于比較高的正向導通狀態(tài)，其結電容對高頻的影響小，這里的C15還可用得更小，這樣電路的瞬態(tài)響應會更好(既轉換速率高)。一句話，如果VT10和VT11的靜態(tài)工作電流大，C15這個電容的容量反而可以更小(例如6800p),當C15的容量太多(使如1u以上、通常這個電容最大也只用到1u、國外有關書籍把這點講得很清楚)，它兩端的電壓不能突變(這是電容器的特點、因為電容器充放電的原因)，會影響電路的轉換速率。
本電路的第三個特點：輸出級用上了超甲類輸出電路，這種超甲類輸出電路，在國內只有少數(shù)幾種高保真功放在使用(因為專利權的問題)。這種輸出電路雖然多用了幾只電阻器和開關二極管，但對音質的改善確是相當大的，可以說是有質的變化。大家知道：甲乙類功放的輸出級能產生特有的交越失真和開關失真，這種失真對功放的音質是有很大的影響的。雖然如此，但廠家仍以制作甲乙類功放為主(甲類功放有諸多制作上的問題)，并想方設法降低交越失真和開關失真，其中本文介紹的互補超甲類輸出就是一個很好的方法。交越失真是由于三極管的發(fā)射結輸入特性曲線的起始部分的非線性所引起的(既使甲乙類功放的輸出管加有一定量的偏流也仍然存在交越失真，因為這類功放輸出管總是在截止和導通之間轉換，輸出管在導通時總要經(jīng)過發(fā)射結起始部分的非線性區(qū)域)。開關失真則是由于輸出管由截止和導通相互轉換時，載流子的積聚效應所引起的(尤其是輸出管由截止轉向導通時，載流子的積聚效應特別明顯)。這兩種失真都產生大量無規(guī)律的高次尖鋒諧波，讓人聽起來很不舒服，感到聲音發(fā)“澀”。
在開關過程中，當發(fā)射結的PN結由截止轉向導通時，聚積在發(fā)射結附近的大量載流子運動到集電結的PN結并越過這個PN結，這個過程是需要時間的，也正是這個原因，使得三極管的開關速率比二極管的開關速率慢2個數(shù)量級，同樣也正是這個原因，聚積在發(fā)射結附近的大量載流子運動到集電結的PN結并越過這個PN結的過程中產在大量的無規(guī)律的高次尖鋒諧波。
還有一點問題在國外的一些書刊中講得很清楚，但在國內的一些書刊中總是一筆帶過，講得含糊不清，就是輸出管的發(fā)射極發(fā)射結的PN結的結電容對電路性能的影響(主要影響高頻信號)。甲乙類功放的輸出管的發(fā)射結的PN結在由截止和導通相互轉換時，這個PN結的結電容也在大幅變化(注意這里的用詞)。這里可以說細說明這一點：發(fā)射結的PN結在深度截止時，這個結的結電容的容量可以高達600p到1000p，但是發(fā)射結的PN結一旦正向導通后，這個PN結的結電容的容量急速的降低(二極管PN結正向導通的程度越大，這個PN結的結電容的容量越小)，可以降低到不到100p(可以低到只有30p)，這個結電容的容量不斷地交替變化對高音的“傷害”是很大的(大家可以查閱一些書刊,這里不再多言)。
本電路使用的簡單超甲類輸出電路，比起傳統(tǒng)的甲乙類輸出，其優(yōu)勢是非常明顯的。這種簡單的超甲類輸出電路仍不能徹底消除交越失真，但大幅度地降低了開關失真。
用兩只開關二極管(圖中的二極管VD8和VD9)分別代替了輸出管發(fā)射極發(fā)射結的PN結，顯然兩只開關二極管仍就在交替截止和導通，但輸出管因有一定的偏流而始終在導通狀態(tài)，這樣輸出管不再產生開關失真(電路僅有的一點開關失真是由于開關二極管的開與關而引起，但這種狀態(tài)的開關失真很小)，同樣也是因為輸出管一直處于導通狀態(tài)，其發(fā)射極發(fā)射結的PN結的結電容變化幅度變化很小，這樣使高音重放的效果有較好的改善(雖然開關二極管的PN結仍在交替截止和導通時，但PN結的結電容的容量變化幅度是很小的)，此外這種簡單超甲類輸出電路的交越失真也有所降低。
至于電路其他方面的特點：還有就是要降低電源電路通過中高頻信號時的內阻。很多功放的供電電路，一般都是用大水塘電容(10000u以上)電容濾波外，然后在每級放大電路的電源正負端對地接上幾只0.1uF的小電容就算完事了，本電路則改為在每級放大電路的電源正負端對地接上一大一小兩只電容(盡管大水塘電容離某一級放大電路很近)。大水塘電容可以有效降低低頻強信號的內阻，而0.1uF小電容有效降低高頻信號的內阻，所以還要在每級放大電路的電源正負端對地接上一大一小兩只電容，這樣可以有效有效降低中頻信號的內阻，所以這些電容都用得不太(47u或100u)。
本人做出的這款功放在眾多發(fā)燒友中試聽過，音箱先后用過惠威PS8A和美之聲監(jiān)聽一號音箱與這款功放配接使用過，效果確實非凡，其品質不會低于上世紀末國內流行那幾款1300元到2700元之間的純Hi-Fi功放。
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