一是根據(jù)空間電壓矢量PWM原理，八種可能的開關(guān)狀態(tài)形成六種可能的磁場方向(加上2個零矢量)，在一個PWM周期內(nèi)，實時采集三相電流，采用定子磁場定向理論，計算6個空間電壓矢量各自的作用時間，實現(xiàn)永磁同步電動機的伺服控制。優(yōu)點是精度高，動態(tài)性能好以及體積小。因此，要求主控制芯片具有較高的運算速度和數(shù)據(jù)處理能力，才能實現(xiàn)實時控制。 二是由微型機計算出電動機應有的轉(zhuǎn)矩及相應的電流，再根據(jù)當時的轉(zhuǎn)子位置角，計算三相電流瞬時值，通過電流閉環(huán)控制，利用具有快速跟蹤特性的電壓型PWM型逆變器，使電動機的實際定子電流接近指令電流，實現(xiàn)永磁同步電動機的伺服控制。其中電流閉環(huán)一般由數(shù)模轉(zhuǎn)換器、電流比較器等模擬電路組成。 以上二種控制方式，由于產(chǎn)品成本高，控制系統(tǒng)復雜，阻礙了在汽車電子產(chǎn)品中大量的推廣和應用。 作為汽車重要組成部分的轉(zhuǎn)向系統(tǒng)從機械轉(zhuǎn)向系統(tǒng)﹑液壓助力轉(zhuǎn)向系統(tǒng)，發(fā)展到了今天的電動助力轉(zhuǎn)向系統(tǒng)[1]。電動助力轉(zhuǎn)向系統(tǒng)是一種直接依靠電動機提供輔助轉(zhuǎn)矩的轉(zhuǎn)向系統(tǒng)。與傳統(tǒng)轉(zhuǎn)向技術(shù)相比，汽車電動助力轉(zhuǎn)向系統(tǒng)(EPS)有著節(jié)約能源、操縱方便和駕駛安全等眾多優(yōu)點，兼可減輕駕駛員勞動強度。傳統(tǒng)的驅(qū)動電機主要為直流有刷電動機，也有采用無刷直流電動機的產(chǎn)品，但其驅(qū)動方式為60°換向的三相六狀態(tài)工作方式。 由于60°換向，控制精度為±30°，因此，產(chǎn)生較大的轉(zhuǎn)矩波動。 本文在永磁同步電動機工作原理的基礎上，提出基于XC164CS單片機的永磁同步電動機磁場定向控制算法，實現(xiàn)汽車電動助力轉(zhuǎn)向電機的控制。 永磁同步電機的工作原理 由于直流電動機具有非常優(yōu)良的線性機械特性，寬的調(diào)速范圍，大的起動轉(zhuǎn)矩，簡單的控制電路等優(yōu)點，長期以來一直廣泛應用于各種驅(qū)動裝置和伺服系統(tǒng)中，但是，直流電動機的機械換向器和電刷，使得其結(jié)構(gòu)復雜，可靠性差。特別是變化的接觸電阻，火花，噪聲等，在低電壓大電流應用中尤為突出。如對于本系統(tǒng)，直流電機輸出功率為340W，在額定電壓為12V時，輸入電流高達50A，機械換向器和電刷產(chǎn)生的電流沖擊和噪聲將嚴重影響系統(tǒng)的性能[2]。 磁場定向控制的三相正弦波永磁同步電動機，不僅保留了直流電動機的優(yōu)點，而且又具有異步電機的結(jié)構(gòu)簡單，運行可靠，維護方便等優(yōu)點，目前在高檔電氣產(chǎn)品中得到大量應用。 在磁場定向控制的永磁同步電動機系統(tǒng)中，通過實時檢測轉(zhuǎn)子所在的位置角ε，使得電流空間矢量總是保持在q軸上，即δ＝90°，從而使永磁同步電動機具有與直流電動機一樣優(yōu)良線性的轉(zhuǎn)矩特性，電磁轉(zhuǎn)矩的大小將和電流空間矢量的大小i直接成正比。選擇轉(zhuǎn)子位置角ε的零點與a軸重合如圖1所示[3]。
控制算法 根據(jù)圖2的EPS系統(tǒng)控制原理框圖和圖1的永磁同步電機矢量圖，在忽略電機鐵心的飽和，不計電機的渦流和磁滯損耗，轉(zhuǎn)子沒有阻尼繞組時，電磁轉(zhuǎn)矩和定子磁鏈方程為[4]： Tem＝np(ψdiq－ψqid) (1) ψd＝Ldid＋ψf (2) ψq＝Lq iq 定子電壓方程為：
當控制定子電流矢量使之落在q軸上，即id=0,iq＝i。 由式(1)、(2)、(3) 可得dq軸電壓方程和電磁轉(zhuǎn)矩可簡化為:
EPS系統(tǒng)通過控制永磁同步電動機的dq軸電壓Ud、Uq，從而實現(xiàn)電流空間矢量總是保持在q軸上，從而使永磁同步電動機具有與直流電動機一樣優(yōu)良的線性轉(zhuǎn)矩特性。通過上述方法，對于EPS系統(tǒng)的上層的控制策略而言，其控制對象相當于一臺直流電動機，因此，基于直流電動機而研究的大量EPS控制策略可方便地應用于本系統(tǒng)。 建立在英飛凌XC164CS單片機的EPS系統(tǒng)控制原理框圖如圖2所示。執(zhí)行元件為永磁同步電動機，由于本質(zhì)上為電流控制的電壓型逆變器(SPWM)供電，圖2中虛線框內(nèi)功能由單片機軟件實現(xiàn)。EPS的助力電機控制原理如下，在圖2中以表明:根據(jù)上層的控制策略計算得到的需要的助力轉(zhuǎn)矩或回正轉(zhuǎn)矩(松開雙手，方向盤恢復到中間位置的轉(zhuǎn)動力矩)為電動機控制的輸入指令轉(zhuǎn)矩Tm*，由此產(chǎn)生指令電流Iqef，同時系統(tǒng)采集電流ia、ic, 通過Clarke變換和Park變換，計算id，iq。其中iq與指令電流Iqef比較，通過PI調(diào)節(jié)器，產(chǎn)生Uq;系統(tǒng)設定Idef=0，與反饋的id與比較，通過PI調(diào)節(jié)器，可產(chǎn)生Ud。由Ud、Uq計算得到的β，通過Park逆變換和Clarke逆變換計算施加于三相定子電壓Ua、Ub、Uc，通過調(diào)節(jié)三相定子電壓，使得id=0, iq=Iqef，從而實現(xiàn)電機輸出電磁轉(zhuǎn)矩跟隨指令轉(zhuǎn)矩Tem*。
對于六路PWM控制信號的產(chǎn)生，采用規(guī)則采樣SPWM方法。為了減小永磁同步電動機工作噪聲，六路PWM載波頻率為20kHz;系統(tǒng)采樣周期取1ms(即定子電壓幅值每1ms只改一次)，使得MCU有充分的時間完成大量的控制策略運算。V1V4、V3V6、V5V2的驅(qū)動各自互補對稱，分別控制三相繞組A、B、C的相電壓，輸出波形采樣中心對稱，如圖3所示。若任一相的占空比Dmx=50%時，該相在一個PWM周期內(nèi)的基波電壓為零。三相PWM的輸出控制方程如下: Dma＝49×Umsin(ε＋β)＋50 Dmb＝49×Umsin(ε＋β－120°)＋50 (6) Dmc＝49×Umsin(ε＋β－240°)＋50 式中:Um為空間電壓矢量U的幅值與最大輸出相電壓之比; 式(6)采用系數(shù)49可避免任一相的占空比Dmx=100%或Dmx=0%的狀態(tài)，而使得IR2110的自舉電路工作不正常，從而導致上橋臂不能正常通斷。偏移量50使得PWM波形滿足中心對稱，同時使Dmx為正數(shù)，簡化控制計算。 在EPS系統(tǒng)中，通過調(diào)節(jié)三相占空比，控制永磁同步電機的三相定子電壓，對永磁同步電動機實現(xiàn)磁場定向控制，以進行轉(zhuǎn)向助力。
針對控制器的特點，將ECU設計分為三塊模塊:MCU模塊、信號調(diào)理模塊和電機驅(qū)動輸出模塊。 MCU模塊 在ECU中，MCU為控制的核心，與工業(yè)電子、汽車娛樂電子等產(chǎn)品不同，應以安全、可靠和在汽車控制系統(tǒng)成功應用的MCU為選擇依據(jù)，而英飛凌的車用MCU廣泛用于歐洲中高檔汽車控制系統(tǒng)中。英飛凌的XC164CS芯片為16位嵌入式微控制器，系統(tǒng)主頻40MHz;訪問內(nèi)部ROM和FLASH存儲器是64位寬度; 7路PWM輸出，其中6路可配置為死區(qū)時間可調(diào)的互補對稱輸出;14路高速ADC，單路轉(zhuǎn)換時間小于2μs;內(nèi)置雙CAN驅(qū)動功能模塊和OCDS (On-Chip Debug System)接口[5][6] 。在EPS系統(tǒng)中，方向盤轉(zhuǎn)角和扭矩、電機的A、C相電流、總電流、電機和功率場效應管(MOSFET)的溫度共10路模擬量，通過各自的調(diào)理電路輸入到MCU的P5口;電機的轉(zhuǎn)角由旋轉(zhuǎn)變壓器檢測，通過RDC轉(zhuǎn)換成10位數(shù)字量，由P0口輸入;六路PWM由P1L0-5輸出;控制輸入和保護輸出由P9口實現(xiàn);故障記錄由EEPROM保存。 信號處理模塊 信號處理模塊主要由10路模擬信號放大濾波電路、開關(guān)量輸入、輸出電平轉(zhuǎn)換電路、RDC轉(zhuǎn)角檢測電路等組成。其中轉(zhuǎn)子位置檢測，轉(zhuǎn)角數(shù)字轉(zhuǎn)換，和方向盤扭矩轉(zhuǎn)角信號采集處理為EPS系統(tǒng)的關(guān)鍵參數(shù)。 轉(zhuǎn)子位置檢測 永磁同步電動機位置傳感器實時檢測轉(zhuǎn)子所在的位置角，并根據(jù)轉(zhuǎn)子的位置來計算三相占空比，控制MOSFET的導通和截止。因此，轉(zhuǎn)子位置角的檢測精度，關(guān)系到電流空間矢量定位在q軸的精度，是提高系統(tǒng)性能的關(guān)鍵。 磁阻式旋轉(zhuǎn)變壓器是一種輸出電壓隨轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)角變化的信號元件，自身結(jié)構(gòu)堅固耐用，不怕振動沖擊，可在高溫下工作，具有很強的適應環(huán)境能力，比較適合安裝在汽車底盤這種強振動沖擊環(huán)境。它的定子有一組激勵繞組和兩組在空間上差90°的輸出繞組，轉(zhuǎn)子為永磁體，其磁極方向與永磁同步電動機磁極一致，其獨特的外形可在定子、轉(zhuǎn)子之間形成特殊的氣隙磁場，當勵磁繞組以一定頻率的交流電壓UE勵磁時，輸出繞組U1、U2的電壓幅值與轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)角ε成正弦、余弦函數(shù)關(guān)系。即: UE＝Esinωt U1＝αEsinωt Cosε (7) U2＝αEsinωt sinε 式(7)中:E為激勵電勢，α為變比。ω為激勵頻率 因此，通過檢測UE、 U1、U2可計算出電機轉(zhuǎn)子位置角ε。 轉(zhuǎn)角數(shù)字轉(zhuǎn)換電路 轉(zhuǎn)角轉(zhuǎn)換電路采用RDC19222芯片，如圖4所示，它由7V～10KHz激勵電路和轉(zhuǎn)角轉(zhuǎn)換電路組成。激勵電路由U10、C15、R18組成選頻正反饋，產(chǎn)生10KHz自激振蕩信號，作為旋變的勵磁電源和RDC轉(zhuǎn)換的參考輸入。RDC的轉(zhuǎn)換精度由A、B端設定，當AB=11時，轉(zhuǎn)換輸出16位精度，當AB=00時，轉(zhuǎn)換輸出10位精度，因轉(zhuǎn)換精度越高轉(zhuǎn)換所需時間越長，而旋變的輸出精度為±0.7°，所以，10位轉(zhuǎn)換精度，300ns轉(zhuǎn)換時間滿足EPS設計要求。方向盤扭矩轉(zhuǎn)角信號采集處理 方向盤扭矩轉(zhuǎn)角傳感器采用美國BI公司的汽車轉(zhuǎn)向?qū)Ｓ脗鞲衅?，該傳感器具有兩路互補對稱輸出的扭矩信號，輸出精度為±3.0%;一路方向盤圈數(shù)信號和二路方向盤角度信號，合成轉(zhuǎn)角范圍±810°，精度±1.5%，滿足方向盤正轉(zhuǎn)2圈反轉(zhuǎn)2圈的實際需要;五路信號通過500Hz濾波之后接MCU的P5口。 電機驅(qū)動電路及主電路 該部分主要由主開關(guān)MOSFET、電流采樣、放大驅(qū)動等組成，如圖5所示。主電路采用三相全橋逆變電路，主開關(guān)器件采用功率場效應管，由于具有開關(guān)速度快、損耗低、驅(qū)動功率小等優(yōu)點，特別是導通電阻小，廣泛用于汽車電子系統(tǒng)。主開關(guān)選用IR3703，功率驅(qū)動選用3片IR2110，每一片IR2110驅(qū)動一組橋臂，上橋臂驅(qū)動電源為二極管D2、電容C2組成的自舉電路產(chǎn)生，如A相，當V4導通時，12V電源通過二極管D2-1、V4對C2-1充電，當V4關(guān)斷，D2-1反向截至，U2-7的Vb、Vs端保持充電電壓，為上橋臂V1導通提供浮地電源。電阻R1-1、R1-2、R1-3、R1-4為電流取樣電阻，阻值為3mΩ。EPS臺架試驗EMC試驗 根據(jù)式6，對應不同的典型負載，對驅(qū)動電機A相電流進行檢測(B相、C相波形相似), 實測的A相電流波形變化如圖6。其中:圖6(a)為低速大電流變化波形，電流峰值為62.5A;圖6 (b)為快速小電流變化波形，峰值電流為3.1A。在EPS臺架試驗中，系統(tǒng)運行穩(wěn)定，轉(zhuǎn)向控制靈敏。小電流時電流曲線畸變，這是由死區(qū)時間造成，但對扭矩波動影響小，扭矩輸出基本為直線。 在EMC測試中，圖7為傳導騷擾電壓發(fā)射波形，圖8為射頻騷擾電壓發(fā)射波形。從圖7和圖8可知，傳導騷擾電壓發(fā)射電平在60db以下，射頻騷擾電壓發(fā)射電平在65db以下。采用磁場定向控制的永磁同步電機對外干擾小，抗干擾能力強。
本文采用1ms中斷改變?nèi)嗾伎毡鹊姆椒?，磁場定向控制的永磁同步電動機為執(zhí)行電機，并由英飛凌XC164CS 16位單片機為核心，實現(xiàn)EPS系統(tǒng)中的助力電機的控制，探索了在汽車電子控制系統(tǒng)中，低壓、低速、大電流電機的控制方法，在臺架試驗中得到驗證。試驗顯示EPS系統(tǒng)運行穩(wěn)定，轉(zhuǎn)向控制靈敏，EMC干擾小，達到設計要求，為產(chǎn)品化提供設計依據(jù)。(end) |
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