開關(guān)電源的這種形式，這里先說(shuō)功率大點(diǎn)的幾種，最普通的就不說(shuō)了。

正激是輸出與激勵(lì)同相，就是開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，變壓器次級(jí)輸出電壓。否則如果開關(guān)管關(guān)閉是，變壓器次級(jí)輸出電壓，就是反激。

這上面三個(gè)圖的L是儲(chǔ)能電感，當(dāng)Q1 Q2不通時(shí)，L電壓反向，通過負(fù)載，再過D4為負(fù)載供電。這里的L電感又叫功率因數(shù)提高電路。

D1 與D2用來(lái)防磁飽。又可以鉗位，在Q1Q2截止時(shí)，變壓器初次級(jí)極性立即相反，變壓器初級(jí)中的磁化電流先經(jīng)D1到D2到變壓器另一腳，經(jīng)這二個(gè)二極管放掉，保證在下次Q1，Q2通時(shí)沒有磁能，磁電流放到0。在下次二個(gè)三極管導(dǎo)通時(shí)不會(huì)壞開關(guān)管。也就不會(huì)產(chǎn)生磁飽和。（磁飽和后電感的阻抗視為0，也就是短路。）這要占開關(guān)管的占空比小于50%

正激式：開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，輸入饋電給負(fù)載。截止時(shí)，L電感供電給負(fù)載，因此叫正激式。

半橋式開關(guān)電源

他是把220V變成DC300V后，濾波用2個(gè)250V電容串起用，第一個(gè)電容上電壓就是150V的樣子，就產(chǎn)生了0V   150V    300V三種電壓。這是電腦開關(guān)電源用的一種，但功率做得不能很大。

全橋式開關(guān)電源

這種的輸出功率大

這種電源工作時(shí)，有三個(gè)過程 1：先是Q1Q4同時(shí)導(dǎo)通，Q2Q3截止。

2：再是四個(gè)開要管都截止。

3：最后是Q2Q3導(dǎo)通，Q1Q4截止。

全橋式在開關(guān)管都截止時(shí)分析如下

電感極性突變。L電感一方面經(jīng)負(fù)載到D5到電感另一端。另一方面經(jīng)負(fù)載到D6，再到電感另一端。在這里，經(jīng)過D5的電流要大過D6。

在這過程中，如開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，變壓器同向端（打了點(diǎn)的）是正 。在開關(guān)管截止時(shí)，打了點(diǎn)的變?yōu)榱素?fù)，電感L變?yōu)榍柏?fù)后正，在經(jīng)過變壓器到D5時(shí)，就像二節(jié)電池串聯(lián)的，給負(fù)載供電。在經(jīng)過變壓器到D6時(shí)，就不是像二節(jié)電池哪樣子串起來(lái)供電的了，按理是接不通的。但因?yàn)樽儔浩鞯碾姼斜葍?chǔ)能電感L小得多，反以電執(zhí)也很小，L電感電執(zhí)完全可以抵消變壓器的，再經(jīng)過他到達(dá)D6，到L另一端。所以過D5比D6的電流要大。

從另一方面講，在D5導(dǎo)通時(shí)，變壓器也會(huì)產(chǎn)生電執(zhí)，使D6導(dǎo)通的。

下圖的是推挽式的，與半橋不同的是沒有串在變壓器初級(jí)的電容在主電路中。電源電壓是一個(gè)300V。

下面一張是背投的一種電源電路，用的是全橋式。圖片要另薦為到電腦看得清些。

下面是SONY彩電的半橋式開關(guān)電源，這種現(xiàn)在基本不用這路電了。圖片要另薦到電腦上看才可以看全圖的。

下面的STR80145是電壓自動(dòng)轉(zhuǎn)換電路，當(dāng)進(jìn)線交流110V與220V時(shí)都可以用。

本人分析大至原理是，二個(gè)關(guān)開管分另工作，當(dāng)TV601工作時(shí)TV602截止時(shí)，300經(jīng)過TV601到R675到變壓器T603的11腳進(jìn)，9腳出。最后到地。變壓器T603給CPU供電等。作為待機(jī)用電的。這里面的T603與T604二個(gè)變壓器的14與16腳都在一起，這里視為變壓感應(yīng)電流為14到16腳。

當(dāng)TV602工作時(shí)TV601時(shí)截止時(shí)，C602 C603這二個(gè)大的濾波電容的負(fù)腳經(jīng)T604到R676到變壓器T602的1腳進(jìn)10腳出。再到TV602的C極再到地。這里工作時(shí)變壓器T604給電視機(jī)后面的電路供電的。這里面的T603與T604二個(gè)變壓器的14與16腳都在一起，這里視為變壓感應(yīng)電流為16到14腳了。與上面的相反了，也就是在二個(gè)開關(guān)管工作時(shí)，產(chǎn)生了上下交變的電流，后面整流用的就是全波與橋式的了。

下圖要另薦到電腦上才看得清的，是從另一網(wǎng)站下下來(lái)的。共有五張。

下面也是網(wǎng)上下載的，值得學(xué)習(xí)

在通訊網(wǎng)上運(yùn)行的電源主要包括三種：線性電源、相控電源、開關(guān)電源。傳統(tǒng)的相控電源，是將市電直接經(jīng)過整流濾波提供直流，由改變晶閘管的導(dǎo)通相位角，來(lái)控制整流器的輸出電壓。相控電源所用的變壓器是工頻變壓器，體積龐大。所以，相控電源體積大、效率低、功率因數(shù)低，嚴(yán)重污染電網(wǎng)，已逐漸被淘汰。

另外一種常用的穩(wěn)壓電源，是通過串聯(lián)調(diào)整管可以連續(xù)控制的線性穩(wěn)壓電源，線性電源的功率調(diào)整管總是工作在放大區(qū)，流過的電流是連續(xù)的。由于調(diào)整管上損耗較大的功率，所以需要較大功率調(diào)整管并裝有體積很大的散熱器，發(fā)熱嚴(yán)重，效率很低，一般只用作小功率電源，如設(shè)備內(nèi)部電路的輔助電源。

開關(guān)電源的功率調(diào)整管工作在開關(guān)狀態(tài)，有體積小、效率高、重量輕的優(yōu)點(diǎn)，可以模塊化設(shè)計(jì)，通常按N+1備份（而相控電源需要1+1備份），組成的系統(tǒng)可靠性高。正是這些優(yōu)點(diǎn)，開關(guān)電源已在通信網(wǎng)中大量取代了相控電源，并得到越來(lái)越廣泛的應(yīng)用。

一、高頻開關(guān)電源的組成

高頻開關(guān)整流器通常由工頻濾波電路、工頻整流電路、功率因數(shù)校正電路、直流-直流變換器和輸出濾波器等部分組成，其組成方框圖如圖1-3-1所示。

圖中輸入回路的作用是將交流輸入電壓整流濾波變?yōu)槠交母邏褐绷麟妷?；功率變換器的作用是將高壓直流電壓轉(zhuǎn)換為頻率大于20KHZ的高頻脈沖電壓；整流濾波電路的作用是將高頻的脈沖電壓轉(zhuǎn)換為穩(wěn)定的直流輸出電壓；開關(guān)電源控制器的作用是將輸出直流電壓取樣，來(lái)控制功率開關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)脈沖的寬度，從而調(diào)整開通時(shí)間以使輸出電壓可調(diào)且穩(wěn)定。從框圖中可見，由于高頻變壓器取代了笨重的工頻（50HZ）變壓器，從而使穩(wěn)壓電源的體積和重量大小減小。

①重量輕，體積小

采用高頻技術(shù)，去掉了工頻變壓器，與相控整流器相比較，在輸出同等功率的情況下，開關(guān)整流器的體積只上相控整流器的1/10，重量也接近1/10。

②功率因數(shù)高

相控整流器的功率因數(shù)隨可控硅導(dǎo)通角的變化而變化，一般在全導(dǎo)通時(shí)，可接近0.7以上，而小負(fù)載時(shí)，僅為0.3左右。經(jīng)過校正的開磁電源功率因數(shù)一般在0.93以上，并且基本不受負(fù)載變化的影響（對(duì)20%以上負(fù)載）。

③可聞噪音低

在相控整流設(shè)備中，工頻變壓器及濾波電感工作時(shí)產(chǎn)生的可聞噪聲較大，一般大于60dB。而開關(guān)電源在無(wú)風(fēng)扇的情況下可聞噪聲僅為45dB左右。

④效率高

開關(guān)電源采用的功率器件一般功耗較小，帶功率因數(shù)補(bǔ)償?shù)拈_關(guān)電源其整機(jī)效率可達(dá)88%以上，較好的可做到91%以上。

⑤沖擊電流小

⑥模塊式結(jié)構(gòu)

由于體積不，重量輕，可設(shè)計(jì)為模塊式結(jié)構(gòu)，目前的水平是一個(gè)2m高的19英寸（in）機(jī)架容量可達(dá)48V/1000A以上，輸出功率約為60KW。

可分為自激式和他激式。自激式開關(guān)電源在接通電源后功率變換電路就自行產(chǎn)生振蕩，即該電路是靠電路本身的正反饋過程來(lái)實(shí)現(xiàn)功率變換的。

自激式電路出現(xiàn)最早。它的特點(diǎn)是電路簡(jiǎn)單、響應(yīng)速度較快，但開關(guān)頻率變化大、輸出紋波值較大，不易作精確的分析、設(shè)計(jì)，通常只有在小功率的情況下使用，如家電、儀器電源。

2、按開關(guān)電源所用的開關(guān)器件

3、按開關(guān)電源控制方式

4、按開關(guān)電源的功率變換電路的結(jié)構(gòu)形式

可分為降壓型、反相型、升壓型和變壓器型。變壓器型中按開關(guān)管輸出電路的形式可分為了單端開關(guān)電源、雙端開關(guān)電源。而雙端開關(guān)電源又可分為推挽型、半橋型、全橋型。單端開關(guān)電源可分為單端正激型、單端反激型。

電路如圖1-3-2所示。交流輸入電壓經(jīng)電網(wǎng)濾波、整流濾波得到直流電壓，通過高頻變換器將直流電壓變換成高頻交流電壓，再經(jīng)高頻變壓器隔離變換，輸出高頻交流電壓，最后經(jīng)過輸出整流濾波電路，將變換器輸出的高頻交流電壓整流濾波得到需要的直流電壓。

電容C116、C117、C118，共模電感L102構(gòu)成EMI（Eletromagnetic Interference電磁干擾）濾波器，其作用是：一方面抑制電網(wǎng)上的電磁干擾；另一方面它還對(duì)開關(guān)電源本身產(chǎn)生的電磁干擾有抑制作用，以保證電網(wǎng)不受污染。即它的作用就是濾除電磁干擾，因此常稱作EMI濾波器。

單相/三相市電經(jīng)濾波后，再經(jīng)全橋整流濾波，得到300V/500V左右的高壓直流電壓送入功率變換電路。

300V/500V高壓直流電送入功率變換器，功率變換器首先將高壓直流電轉(zhuǎn)變?yōu)楦哳l交流脈沖電壓或脈動(dòng)直流電，再經(jīng)高頻變壓器降壓，最后經(jīng)輸出整流濾波得到所需的低壓直流電。

由于DC/DC全橋變換器輸出的直流電壓仍含有高頻雜音，需進(jìn)一步濾波才能滿足要求。為此在DC/DC變換器之后，又加了共模濾波器。

由高頻電容C212、C213及電流補(bǔ)償式電感L23組成的共模濾波器的直流阻抗很低，但對(duì)高頻雜音有很強(qiáng)的抑制作用，使輸出電壓的高頻雜音峰－峰值降到200mV以下。

二、控制電路

整流模塊的輸出電壓，經(jīng)由取樣支路（R205、RP21、R203、R204）的電位器RP21取樣，送出采樣電壓（即反饋電壓）Vf。

分流器（取樣電阻）FL01上的電壓即為電流反饋信號(hào)If，作為限流和均流的取樣信號(hào)。

整流模塊控制電路由電壓閉環(huán)控制與電流閉環(huán)控制組合而成，其基本原理見圖2-22。

首先討論穩(wěn)壓過程。從圖2-22可見輸出電壓取樣反饋信號(hào)Vf輸入至PWM控制器內(nèi)部的比較放大器的1腳，與2腳的電壓基準(zhǔn)信號(hào)Vref進(jìn)行比較放大，得到誤差信號(hào)。如果因某種因素使得輸出電壓升高，則Vf上升，因而9腳的電壓降低，這將導(dǎo)致控制器輸出的控制脈沖寬度變窄，即占空比變小，從而最終使得輸出電壓降低，完成負(fù)反饋穩(wěn)壓過程。電壓基準(zhǔn)電路見圖1-3-4。

接著分析恒流（也稱限流）過程。從分流器取樣而來(lái)的反饋信號(hào)If和電流基準(zhǔn)信號(hào)Iref合成后輸入U(xiǎn)6的3腳，同時(shí)Iref也輸入U(xiǎn)6的2腳。當(dāng)模塊輸出電流小于限流值時(shí)（調(diào)整電位器RV1可改變限流值），U6的3腳電平高于2腳電平，這時(shí)1腳呈高電平，二極管截止，電流環(huán)不起作用；當(dāng)模塊限流時(shí)（即模塊輸出電流達(dá)到限流值時(shí)），U6的3腳電平低于2腳電平，1腳呈低電平，二極管導(dǎo)通，從而拉低U7的9腳電平，最后使模塊處于恒流狀態(tài)，電壓環(huán)不起作用。電流基準(zhǔn)電路由圖1-3-3中的U3等構(gòu)成，正常工作時(shí)，當(dāng)光耦不導(dǎo)通時(shí)，電流基準(zhǔn)電平為5.5V左右，光耦飽和導(dǎo)通時(shí)，電流基準(zhǔn)電平為2.55V左右。

正常工作時(shí)U8（TL431）產(chǎn)生穩(wěn)壓基準(zhǔn)，其電平為+5V，經(jīng)過電阻分壓輸出基準(zhǔn)信號(hào)Vref，電阻RX設(shè)有兩檔值，切換這兩檔就可以獲得均充電壓或浮充電壓。調(diào)節(jié)RX便可調(diào)整均充或浮充電壓。

在圖1-3-5中，Q12，Q13兩PNP管起著較重要的保護(hù)作用。由于電壓控制環(huán)的反應(yīng)速度比電流控制環(huán)的反應(yīng)速度快，如果沒有Q12，Q13，當(dāng)輸出短路時(shí)電壓控制環(huán)首先響應(yīng)，工作占空比迅速變至最大，經(jīng)過幾個(gè)周期后電流控制環(huán)才起作用，把電流限制在一定范圍。這樣輸出短路時(shí)對(duì)電路的沖擊很大。本電路加了Q12，Q13后，在輸出短路時(shí)，圖1-3-3中電容C201通過二極管D202迅速放電，電壓UB加到Q12、Q13基極，UB的下降使它們導(dǎo)通，迅速將電壓基準(zhǔn)電平和電流基準(zhǔn)電平拉低，將輸出電流限制得很小，使短路沖擊的影響大大降低。

另一方面，它還能起輸出軟啟動(dòng)的作用。模塊開機(jī)時(shí)，輸出濾波電容上的電壓為0，所以模塊建立電壓的過程中電流很大。而輸出電流是經(jīng)開關(guān)管的，如果沒有相應(yīng)措施，開關(guān)管很容易在這個(gè)時(shí)候遭受過流沖擊而損壞。開機(jī)時(shí)圖1-3-3中電容C201上的電壓UB為0，Q12、Q13導(dǎo)通，電壓基準(zhǔn)被拉得很低，變換器輸出電壓小。電容C201經(jīng)由電阻R207慢慢充電，電壓UB逐漸升高，由于Q12、Q13的作用，電壓、電流基準(zhǔn)逐漸升高，輸出電壓也逐漸升高。最后U8進(jìn)入穩(wěn)壓狀態(tài)，模塊輸出電壓也達(dá)到額定值。這樣就完成了輸出軟啟動(dòng)過程。

如圖1-3-6所示?，F(xiàn)以其中一路驅(qū)動(dòng)為例描述工作原理。驅(qū)動(dòng)輸入A、B為為互補(bǔ)對(duì)稱關(guān)系。A為高電平時(shí)，由于互補(bǔ)關(guān)系，輸入B為低電平，這時(shí)Q7、Q10導(dǎo)通，Q8、Q9截止。VCC1通過Q7，隔直電容C1，驅(qū)動(dòng)變壓器T10原邊這條回路產(chǎn)生正向驅(qū)動(dòng)脈沖，使功率管Q1開通。當(dāng)驅(qū)動(dòng)輸入A轉(zhuǎn)為低電平時(shí)，Q7、Q9截止，Q8、Q10導(dǎo)通。通過D8、隔直電容C1、驅(qū)動(dòng)變壓器T10原邊，這條回路產(chǎn)生反向驅(qū)動(dòng)脈沖。當(dāng)變壓器原邊中的電流減小到0時(shí)，電容C1通Q8、變壓器T10原邊放電，繼續(xù)維持等幅反向脈沖。另一路的工作原理相同。

功率變換電路是整個(gè)開關(guān)電源的核心部分，根據(jù)輸出功率的大小，開關(guān)頻率的工作范圍，以及開關(guān)管上所承受的電壓、電流應(yīng)力的不同，功率變換電路有多種拓樸結(jié)構(gòu)，下面介紹兩種拓樸結(jié)構(gòu)：雙端正激變換器和全橋變換器。

一、雙端正激變換器

基本工作原理

在Q1、Q2的控制端加一個(gè)高電平，開關(guān)管Q1、Q2導(dǎo)通，其等效電路如圖1-3-8所示。這時(shí)，輸入電壓Ui全部加到變壓器初級(jí)線圈兩端，次級(jí)的感生電動(dòng)勢(shì)使D3導(dǎo)通，將輸入電流的能量傳送給電感L和電容C及負(fù)載，給電感L、電容C充電（電感電流IL增大，當(dāng)超過負(fù)載電流Io時(shí)，電容電壓Uc也開始增大，如圖1-3-10所示）；與此同時(shí)在變壓器T中建立起勵(lì)磁電流（INP與INS/n之差，如圖1-3-10中的陰影所指示），即在變壓器的勵(lì)磁電感中存儲(chǔ)能量。

撤去Q1、Q2控制端的高電平，Q1、Q2關(guān)斷，變壓器的原、副邊的極性立即反轉(zhuǎn)，D3截止，其等效電路如圖1-3-9所示。這時(shí)，電感L上的電壓極性也反轉(zhuǎn)，通過續(xù)流二極管D4向負(fù)載繼續(xù)供電，當(dāng)電感電流小于輸出電流Io時(shí)，電容也向負(fù)載供電，見圖1-3-10。另一方面，變壓器中原邊的電流如圖1-3-9所示的方向流動(dòng)，即磁化電流通過D1、D2將原先儲(chǔ)存的能量回饋給電源Ui而去磁。同時(shí)D1、D2具有箝位作用，它們保證變壓器原邊的電壓不超過輸入電壓Ui，能有效防止變壓器漏感的電壓尖峰對(duì)開關(guān)管的沖擊。

顯然，在Q1、Q2再次導(dǎo)通之前，T中的去磁電流必須釋放到零，即T中的磁通必須復(fù)位，否則，能量經(jīng)幾個(gè)周期疊加，將使變壓器T發(fā)生飽和導(dǎo)致開關(guān)管損壞。這就要求占空比＜0.5。

特性分析

正激：開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，輸入饋電給負(fù)載，截止時(shí)L供電給負(fù)載，因此稱為正激式

變壓器：變壓器利用率不高（僅使用磁滯回曲線第一象限）

二、全橋式變換電路

基本工作原理

全橋式變換電路的結(jié)構(gòu)如圖1-3-11所示。輸入電壓為經(jīng)整流后的直流電壓Ui。工作時(shí)開關(guān)管分為Q1Q4和Q2Q3兩組，由兩組對(duì)稱倒相的方波脈沖驅(qū)動(dòng)，見圖1-3-16中Ugs(Q1)、Ugs(Q2)的關(guān)系。C1的容量很大，時(shí)間常數(shù)遠(yuǎn)大于開關(guān)管的工作周期，在電路工作過程中，C1上的電壓變化很小，在分析過程中可以當(dāng)成導(dǎo)線。電路的工作過程是：

即Q1Q4的柵極激勵(lì)信號(hào)為高電平，使Q1Q4導(dǎo)通（Q2Q3仍保持關(guān)斷）。變換電路的等效電路如圖1-3-12所示。

這時(shí)輸入電壓Ui幾乎完全加在變壓器的原邊，電流按箭頭所示的方向流動(dòng)。按圖中所示變壓器原副邊的電壓極性，整流二極管D6承受正偏壓導(dǎo)通，整流二極管D5承受反向偏壓而截止，即輸入電壓Ui通過變壓器T和二極管D6給電感L，電容C2充電，并給負(fù)載供電，二極管D6的電流線性上升。電路的工作波形見圖1-3-16。

撤去激勵(lì)信號(hào)，Q1Q4截止（Q2Q3仍保持截止），即四個(gè)開關(guān)管都不導(dǎo)通。這個(gè)狀態(tài)下的等效電路如圖1-3-13所示，其中RT為線圈內(nèi)阻。

這時(shí)變壓器的極性突然反轉(zhuǎn)為如圖中所示的方向。副邊的產(chǎn)生的反電動(dòng)勢(shì)、電感L的自感電動(dòng)勢(shì)使D5導(dǎo)通，繼續(xù)給負(fù)載供電。

另一方面，電感L還將通過D6續(xù)流。變壓器的電感比儲(chǔ)能電感L小得多，所以副邊上的電動(dòng)勢(shì)很?。ㄟh(yuǎn)小于Uo）。雖然對(duì)于D6來(lái)說(shuō)，副邊產(chǎn)生的反電動(dòng)勢(shì)有礙于它的導(dǎo)通，但它遠(yuǎn)小于電感L的電動(dòng)勢(shì)。而且線圈上有內(nèi)阻RT，包含D5的上半回路的電流很大，在內(nèi)阻RT上的壓降抵消了上半部副邊的正向電動(dòng)勢(shì)，使得D6正向偏置，因而電感L的自感電動(dòng)勢(shì)也使得D6導(dǎo)通，通過D6續(xù)流。

從另一個(gè)角度來(lái)說(shuō)，副邊上的電壓遠(yuǎn)小于Uo，因而原邊的電壓也小于Ui，原邊上沒有電流。如果D6不導(dǎo)通，則變壓器只有上半部副邊流過IL，IL遠(yuǎn)大于原來(lái)的勵(lì)磁電流（原、副邊的等效電流之差，與前面的雙正激電路一樣），而變壓器鐵芯中的磁通（磁能）不能突變的，因而勢(shì)必要在下半部副邊流過一定的反向電流來(lái)抵消掉一部分由上半部副邊電流（流經(jīng)D5的電流）所產(chǎn)生的磁通，即使得D6導(dǎo)通。

這樣，電感中的電流分成兩路分別流經(jīng)D5、D6續(xù)流，分配的比例與線圈內(nèi)阻、變壓器電感、勵(lì)磁電流大小有關(guān)，總的來(lái)說(shuō)ID5大于ID6。

即Q2Q3的柵極激勵(lì)信號(hào)為高電平，使Q2Q3導(dǎo)通（Q1Q4仍保持關(guān)斷）。變換電路的等效電路如圖1-3-14所示。

這時(shí)輸入電壓Ui幾乎完全加在變壓器的原邊，電流按箭頭所示的方向流動(dòng)。按圖中所示變壓器原副邊的電壓極性，整流二極管D5承受正偏壓導(dǎo)通，整流二極管D6承受反向偏壓而截止，即輸入電壓Ui通過變壓器T和二極管D5給電感L，電容C2充電，并給負(fù)載供電，二極管D5的電流線性上升。電路的工作波形見圖1-3-16。

撤去激勵(lì)信號(hào)，Q2Q3截止（Q1Q4仍保持截止），即四個(gè)開關(guān)管都不導(dǎo)通。這個(gè)狀態(tài)下的等效電路如圖1-3-15所示，其中RT為線圈內(nèi)阻。

和狀態(tài)三相同的道理，電感中的電流分成兩路分別流經(jīng)D5、D6續(xù)流，分配的比例與線圈內(nèi)阻、變壓器電感、勵(lì)磁電流大小有關(guān)，總的來(lái)說(shuō)ID6大于ID5。

然后又回到步驟1，不斷重復(fù)上述過程。整個(gè)工作過程的波形如圖1-3-16所示。

圖1-3-11中的功率開關(guān)管都并接了一個(gè)二極管，在實(shí)際應(yīng)用中，兩者經(jīng)常是做成一體的，大多數(shù)功率管內(nèi)部并接換向二極管。它有兩個(gè)作用：一是功率管截止時(shí)，換向二極管將開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)漏感儲(chǔ)存的能量回送到輸入電源，同時(shí)箍位住漏感形成的尖峰電壓；二是開關(guān)穩(wěn)壓電源在運(yùn)行過程中，如果負(fù)載突然開路，變壓器的漏感和分布電容形成的自激振蕩有可能使功率管的源極電壓瞬間高于漏極電壓很多，使管子反向擊穿。加入二極管后，通過箝位作用防止了功率管的反向擊穿。

電容C1是用來(lái)增強(qiáng)電路的平衡能力，它可以防止因功率管的特性差異而造成變壓器磁芯飽和。兩組開關(guān)管Q1Q4和Q2Q3的開關(guān)特性不可能完全一致，假設(shè)Q1Q4的開啟的速度稍快一點(diǎn)，則勢(shì)必造成給變壓器原邊供電的方波脈沖的正半周高電平的實(shí)際持續(xù)時(shí)間稍長(zhǎng)。

如果沒有C1，則將出現(xiàn)變壓器原邊向下充電的時(shí)間在每個(gè)周期內(nèi)都長(zhǎng)于反向充電的時(shí)間，這使得變壓器的沒有完全去磁，幾個(gè)周期的積累之后，必將使得變壓出現(xiàn)磁飽和而使電路不能正常工作。

接入C1后，則在第一個(gè)周期內(nèi)，C1上的電壓也沒有恢復(fù)到0，而是有一個(gè)左正右負(fù)的電壓。在下一個(gè)周期時(shí)，正向方波的電壓被C1上的電壓抵消一部分后才給變壓器原邊充電，線圈上的正向充電電壓低，電流上升速度慢；反向方波的電壓疊加了C1上的電壓之后再給變壓器原邊充電，因而線圈的反向充電電壓高，電流上升速度快，最終保證在以后的每個(gè)周期內(nèi)正向、反向電流上升量相同，從而保證變壓器完全退磁。

變壓器：變壓器利用率高，使用磁滯回曲線第一、三象限；

輸出功率：輸出功率比雙正激高一倍；

驅(qū)動(dòng)電路：四級(jí)驅(qū)動(dòng)電路需隔離，防止相鄰橋臂直通。

由于開關(guān)電源電路的整流部分使電網(wǎng)的電流波形畸變，諧波含量增大，而使得功率因數(shù)降低（不采取任何措施，功率因數(shù)只有0.6~0.7），污染了電網(wǎng)環(huán)境。開關(guān)電源要大量進(jìn)入電網(wǎng)，就必須提高功率因數(shù)，減輕對(duì)電網(wǎng)的污染，以免破壞電網(wǎng)的供電質(zhì)量。下面著重介紹

傳統(tǒng)的整流電容器輸入方式在輸入電壓峰值時(shí)取一窄脈沖電流，使得電源從電網(wǎng)中直接得到的能量少，且電流波形中高次諧波豐富，其波峰因數(shù)高。從波峰因數(shù)一功率因數(shù)曲線可知，波峰因數(shù)越高，功率因數(shù)越低。

采用開關(guān)型變換技術(shù)，利用預(yù)調(diào)整器接收來(lái)自兩個(gè)源的控制信息，即輸入電流波形和輸出電壓反饋，然后由一乘法器將該信號(hào)處理產(chǎn)生一個(gè)預(yù)調(diào)整器的控制信號(hào)，使輸入電流按正弦波規(guī)律變化，這種方式稱為“有源”濾波方式。有源濾波方式的功率因數(shù)校正器也稱為“有源”濾波器。有源濾波器的基本原理圖和波形圖，如圖1-3-18（a）、（b）所示。

電流參考來(lái)自輸入全波整流后的正弦電壓，輸出調(diào)整由正比于輸出直流誤差的因子乘以參考值所提供。整流后的類正弦信號(hào)用作控制電路的輸入。峰值電流檢測(cè)控制方式由于具有較高的品質(zhì)因數(shù)和較低的輸入電流，被認(rèn)為是優(yōu)良的控制方式?？刂齐娐愤€應(yīng)提供過壓關(guān)機(jī)和峰值電流限制，以保護(hù)開關(guān)管。

合適的工作頻率能保持預(yù)調(diào)整器開關(guān)管損耗最低(允許電路在95％效率工作)，大多數(shù)損耗的產(chǎn)生是由于MOSFET漏—源間電容充電切換和二極管的反向恢復(fù)電流所致。對(duì)于固定的工作頻率，每個(gè)周期需要最小的”O(jiān)FF”時(shí)間，即占空比要大，通常為95％。占空比由在輸入正弦波上瞬時(shí)電壓值所決定(電感電流為零)。占空比越高，”干涸”點(diǎn)越低，諧波危害越少，功率因數(shù)越高。

(a)

(b)

1、單相綜合式  整流器輸入為三個(gè)單相輸入組成的三相，其有源校正可用三個(gè)單相有源校正電路組合。單相綜合校正缺點(diǎn)是元件較多，可靠性較差，現(xiàn)在己逐漸不予采用。

PWM諧波消除法就是將諧波中的低次分量轉(zhuǎn)化為高次分量，從而只需使用很小的濾波器就可將其濾去?？梢娛褂眠@種方法，能大大減小濾波器的體積，降低成本，功率因數(shù)也高，因而具有很高的實(shí)用價(jià)值。

3、PWM一般分為以下幾種方式：

(5)新SPWM法  即三角載波對(duì)π／2軸對(duì)稱，且在π／3—2π／3范圍內(nèi)沒有三角載波。這種方式的等效開關(guān)頻率很高，且它的最大直流環(huán)節(jié)增益比一般的SPWM方式高。

在設(shè)計(jì)中選擇合適的PWM方式并考慮到上述兩個(gè)參數(shù)的選用，可以設(shè)計(jì)出所希望的三相有源校正器的控制電路。三相有源校正器控制電路的原理并不復(fù)雜，其控制電路主要由鎖相環(huán)路PLL、計(jì)數(shù)器、PWM波形存儲(chǔ)器、PWM波形選擇器和PWM波形合成器等組成。由PLL產(chǎn)生與電網(wǎng)同步且頻率是電網(wǎng)頻率的整數(shù)倍的時(shí)鐘頻率。該時(shí)鐘頻率計(jì)數(shù)器作為由EPROM組成的PWM波形存儲(chǔ)器的地址信號(hào)，在PWM波形存儲(chǔ)器中存儲(chǔ)著不同M值下的PWM波形。通過PWM波形選擇器選擇出所需的M值(即電壓值)的PWM脈沖，由于對(duì)稱關(guān)系，實(shí)際上為PWM波形存儲(chǔ)器中的某一種波形和它的短路脈沖波形進(jìn)行綜合，從而得到所需的脈沖。短路脈沖產(chǎn)生器用來(lái)產(chǎn)生短路脈沖，用短路脈沖迫使三相橋的上下臂短路，給電路續(xù)流，控制電路基本方框圖如圖1-3-20所示。

i2峰值低于il峰值，即降低整流器負(fù)載的波峰因數(shù)，同時(shí)錯(cuò)開電壓峰值，因而其瞬時(shí)功率是降低了的。如果輸入回路串入一只高頻電感器，通過選擇合適的電感量，并保證滿負(fù)載時(shí)其不會(huì)進(jìn)入飽和狀態(tài)，就能改善輸入回路的非線性負(fù)載特性。

功率因數(shù)校正器電路能夠提高電源利用率和滿足IEC要求。它的電路拓?fù)渲饕猩龎菏?、降壓式與回掃式三種電路，用得最多的是升壓式。升壓式峰值開關(guān)電流約等于輸入線路電流，而其輸出電壓比峰值輸入電壓高。降壓式是斷續(xù)工作方式，峰值開關(guān)電流大于線路電流幾倍，一般只用在輸出功率為150W左右的變換器中。圖1-3-22所示為上述三種電路結(jié)構(gòu)原理圖。

升壓型電路簡(jiǎn)化形式，如圖1-3-23所示。當(dāng)開關(guān)元件MOSFET為ON時(shí)，反能量 儲(chǔ)存在電感L中，MOSFETO為OFF時(shí)，通過二極管V供給負(fù)載，輸出電壓ERL不能從高于輸入電壓EIN的電壓中取出。

一套開關(guān)電源系統(tǒng)至少需要兩個(gè)開關(guān)電源模塊并聯(lián)工作，大的系統(tǒng)甚至多達(dá)數(shù)十個(gè)電源模塊并聯(lián)工作，這就要求并聯(lián)工作的電源模塊能夠共同平均分擔(dān)負(fù)載電流，即均分負(fù)載電流。均分負(fù)載電流的作用是使系統(tǒng)中的每個(gè)模塊有效地輸出功率，使系統(tǒng)中各模塊處于最佳工作狀態(tài)，以保證電源系統(tǒng)的穩(wěn)定、可靠、高效地工作。

負(fù)載均分性能一般以不平衡度指標(biāo)來(lái)衡量，不平衡度越小，其均分性能越好，即各模塊實(shí)際輸出電流值距系統(tǒng)要求值的偏離點(diǎn)和離散性越小。國(guó)家有關(guān)標(biāo)準(zhǔn)和信息產(chǎn)業(yè)部入網(wǎng)要求其均分負(fù)載不平衡度≤±5％輸出額定電流值。按照《通信用半導(dǎo)體整流設(shè)備》標(biāo)準(zhǔn)中描述的不平衡度，計(jì)算方法如下：

K1=I1/IH1

K2=I2/IH2

K1=I1/IH1

Kn=In/IHn

I1、I2……IN為各臺(tái)整流模塊所分擔(dān)的輸出電流值，

IH1、IH2……INn為各臺(tái)整流模塊額定輸出電流值，

目前，較好的開關(guān)電源系統(tǒng)的負(fù)載均分不平衡度為2％—±4%，如果在全負(fù)載變化范圍內(nèi)(一般≥20％額定電流值)均滿足這一要求尚屬不易。大多數(shù)廠家生產(chǎn)的開關(guān)電源系統(tǒng)在全負(fù)載變化范圍內(nèi)負(fù)載不平衡度≤±5，通常也能滿足使用要求。

以往所采用的多種負(fù)載均分電路一般都是模擬信號(hào)取樣，且通過外部導(dǎo)線來(lái)傳輸，具有以下幾點(diǎn)不足：均分精度隨負(fù)載大小變化且不易調(diào)整：均分性能穩(wěn)定度欠佳；動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性不好：參與均分的模塊數(shù)受限。解決這些問題，必須考慮產(chǎn)生數(shù)字式負(fù)載均分信號(hào)，并解決其傳輸方式。DUM23和DUMl4系列開關(guān)電源采用PWM型均流方式，是一種數(shù)字式調(diào)整均流方式，具有均流精度高、動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性好，抗干擾性較好，模塊控制數(shù)多等優(yōu)點(diǎn)。

PWM型均流方式的基本電路原理圖，如圖1-3-24所示。

圖1-3-24中，Us為系統(tǒng)取樣電壓，Ur為系統(tǒng)基準(zhǔn)電壓，兩者比較后產(chǎn)生誤差電壓UD，UD與三角波進(jìn)行比較產(chǎn)生一脈寬調(diào)制方波信號(hào)，其波寬受UD大小控制。這個(gè)方波信號(hào)送至每個(gè)整流模塊，再通過模塊內(nèi)光耦隔離整形放大后與模塊電流IO比較。這個(gè)比較信號(hào)再與模塊的電壓參考值UREF疊加，從而發(fā)出電壓U調(diào)節(jié)信號(hào)，改變模塊的輸出電壓，從而調(diào)整模塊輸出電流，使每個(gè)模塊的輸出電流相等。此電路的關(guān)鍵特點(diǎn)有二：一是產(chǎn)生

P1MbI信號(hào)，二是通過光耦隔離。前者解決數(shù)字式控制精確度高的問題，后者解決抗干擾性及同步傳輸無(wú)損耗問題。利用此均流控制方式，每套DuMl4電源系統(tǒng)可對(duì)100個(gè)整流模塊進(jìn)行監(jiān)控，其均流不平衡度≤±2.5%。

下面的是在網(wǎng)上下載下來(lái)的原理

高頻開關(guān)電源的組成與分類

開關(guān)電源具有體積小、效率高等一系列優(yōu)點(diǎn)，在各類電子產(chǎn)品中得到廣泛的應(yīng)用。但由于開關(guān)電源的控制電路比較復(fù)雜、輸出紋波電壓較高，所以開關(guān)電源的應(yīng)用也受到一定的限制。

電子裝置小型輕量化的關(guān)鍵是供電電源的小型化，因此需要盡可能地降低電源電路中的損耗。開關(guān)電源中的調(diào)整管工作于開關(guān)狀態(tài)，必然存在開關(guān)損耗，而且損耗的大小隨開關(guān)頻率的提高而增加。另一方面，開關(guān)電源中的變壓器、電抗器等磁性元件及電容元件的損耗，也隨頻率的提高而增加。

目前市場(chǎng)上開關(guān)電源中功率管多采用雙極型晶體管，開關(guān)頻率可達(dá)幾十kHz；采用MOSFET的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換頻率可達(dá)幾百kHz。為提高開關(guān)頻率必須采用高速開關(guān)器件。對(duì)于兆赫以上開關(guān)頻率的電源可利用諧振電路，這種工作方式稱為諧振開關(guān)方式。它可以極大地提高開關(guān)速度，原理上開關(guān)損耗為零，噪聲也很小，這是提高開關(guān)電源工作頻率的一種方式。采用諧振開關(guān)方式的兆赫級(jí)變換器已經(jīng)實(shí)用化。

開關(guān)電源的集成化與小型化已成為現(xiàn)實(shí)。然而，把功率開關(guān)管與控制電路都集成在同一芯片上，必須解決電隔離和熱絕緣的問題。

1．1開關(guān)電源的基本構(gòu)成

開關(guān)電源采用功率半導(dǎo)體器件作為開關(guān)器件，通過周期性間斷工作，控制開關(guān)器件的占空比來(lái)調(diào)整輸出電壓。開關(guān)電源的基本構(gòu)成如圖1所示，其中DC/DC變換器進(jìn)行功率轉(zhuǎn)換，它是開關(guān)電源的核心部分，此外還有起動(dòng)、過流與過壓保護(hù)、噪聲濾波等電路。輸出采樣電路（R1、R2）檢測(cè)輸出電壓變化，與基準(zhǔn)電壓Ur比較，誤差電壓經(jīng)過放大及脈寬調(diào)制（PWM）電路，再經(jīng)過驅(qū)動(dòng)電路控制功率器件的占空比，從而達(dá)到調(diào)整輸出電壓大小的目的。圖2是一種電路實(shí)現(xiàn)形式。

DC/DC變換器有多種電路形式，常用的有工作波形為方波的PWM變換器以及工作波形為準(zhǔn)正弦波的諧振型變換器。

圖1開關(guān)電源的基本構(gòu)成

圖2開關(guān)型穩(wěn)壓電源的原理電路

對(duì)于串聯(lián)線性穩(wěn)壓電源，輸出對(duì)輸入的瞬態(tài)響應(yīng)特性主要由調(diào)整管的頻率特性決定。但對(duì)于開關(guān)型穩(wěn)壓電源，輸入的瞬態(tài)變化比較多地表現(xiàn)在輸出端。提高開關(guān)頻率的同時(shí)，由于反饋放大器的頻率特性得到改善，開關(guān)電源的瞬態(tài)響應(yīng)問題也能得到改善。負(fù)載變化瞬態(tài)響應(yīng)主要由輸出端LC濾波器特性決定，所以可以利用提高開關(guān)頻率、降低輸出濾波器LC乘積的方法來(lái)改善瞬態(tài)響應(yīng)特性。

1．2開關(guān)型穩(wěn)壓電源的分類

開關(guān)型穩(wěn)壓電源的電路結(jié)構(gòu)有多種：

（1）按驅(qū)動(dòng)方式分，有自勵(lì)式和他勵(lì)式。

（2）按DC/DC變換器的工作方式分：①單端正勵(lì)式和反勵(lì)式、推挽式、半橋式、全橋式等；②降壓型、升壓型和升降壓型等。

（3）按電路組成分，有諧振型和非諧振型。

（4）按控制方式分：①脈沖寬度調(diào)制(PWM)式；②脈沖頻率調(diào)制(PFM)式；③PWM與PFM混合式。

（5）按電源是否隔離和反饋控制信號(hào)耦合方式分，有隔離式、非隔離式和變壓器耦合式、光電耦合式等。

以上這些方式的組合可構(gòu)成多種方式的開關(guān)型穩(wěn)壓電源。因此設(shè)計(jì)者需根據(jù)各種方式的特征進(jìn)行有效地組合，制作出滿足需要的高質(zhì)量開關(guān)型穩(wěn)壓電源。

2開關(guān)電源常用的電路類型

2．1PWM變換器

脈沖寬度調(diào)制（PWM）變換器就是通過重復(fù)通/斷開關(guān)工作方式把一種直流電壓（電流）變換為高頻方波電壓（電流），再經(jīng)過整流平波后變?yōu)榱硪环N直流電壓輸出。PWM變換器有功率開關(guān)管、整流二極管及濾波電路等元器件組成。輸入輸出間需要進(jìn)行電氣隔離時(shí)，可采用變壓器進(jìn)行隔離和升降壓。PWM變換器的工作原理如圖3所示。由于開關(guān)工作頻率的提高，濾波電感L，變壓器T等磁性元件以及濾波電容C等都可以小型化。

對(duì)于PWM變換器，加在開關(guān)管S兩端的電壓us及通過S的電流is的波形近似為方波，如圖4所示。占空比D定義為式中：Ts——開關(guān)工作周期；

ton——一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)導(dǎo)通時(shí)間；

toff——一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)斷開時(shí)間；

對(duì)于這種變換器，有兩種工作方式。一種是保持開關(guān)工作周期Ts不變，控制開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間ton的脈沖寬度調(diào)制（PWM）方式，另一種是保持導(dǎo)通時(shí)間ton不變，改變開關(guān)工作周期Ts的脈沖頻率調(diào)制（PFM）方式。

圖3PWM變換器的基本工作原理

圖4變換器開關(guān)工作的波形

2．2隔離型變換器

DC/DC變換器用于開關(guān)電源時(shí)，很多情況下要求輸入與輸出間進(jìn)行電隔離。這時(shí)必須采用變壓器進(jìn)行隔離，稱為隔離變換器。這類變換器把直流電壓或電流變換為高頻方波電壓或電流，經(jīng)變壓器升壓或降壓后，再經(jīng)整流平滑濾波變?yōu)橹绷麟妷夯螂娏?。因此，這類變換器又稱為逆變整流型變換器。

（1）推挽型變換器與半橋型變換器

推挽型變換器與半橋型變換器是典型的逆變整流型變換器，電路結(jié)構(gòu)和工作波形如圖5所示。加在變壓器一次繞阻上的電壓幅度為輸入電壓UI，寬度為開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間ton的脈沖波形，變壓器二次電壓經(jīng)二極管V1、V2全波整流為直流。圖5（a）表示推挽型變換器的電路結(jié)構(gòu)和工作波形，圖5(b)表示半橋型變換器的電路結(jié)構(gòu)和工作波形。如只從輸出側(cè)濾波器來(lái)看，工作原理和降壓型變換器完全相同，二次側(cè)濾波電感用于存儲(chǔ)能量。如以圖中所示的占空比來(lái)表示時(shí)，電壓變換比m與降壓型變換器相類似，即

m=D/n

式中n——變壓器的匝數(shù)比，n=N1/N2；

N1——為一次繞組的匝數(shù)；

N2——為二次繞組的匝數(shù)。

（a）推挽型          (b)半橋型

圖5推挽型與半橋型變換電路

（2）正激型變換器

正激型變換器電路如圖6所示，它是采用變壓器耦合的降壓型變換器電路。與推挽型變換器一樣，加在變壓器一次側(cè)（一半）上的電壓振幅為輸入電壓UI，寬度為開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間ton的脈沖波形，變壓器二次電壓經(jīng)二極管全波整流變?yōu)橹绷?。電壓變換比為

m=D/n

對(duì)于這種變換器，開關(guān)導(dǎo)通時(shí)變壓器存儲(chǔ)能量，一次繞組中的勵(lì)磁電流達(dá)到：式中：IM1為繞組N1的勵(lì)磁電感。

圖6正激型變換電路

開關(guān)斷開時(shí)，變壓器釋放能量，二極管V3和繞組N3就是為此而設(shè)，能量通過它們反饋到輸入側(cè)。開關(guān)一斷開，繞組N1中存儲(chǔ)的能量轉(zhuǎn)移到繞組N3中，繞組N3的勵(lì)磁電流為式中：N1、N2、N3為繞組N1、N2和N3的匝數(shù)。

反饋二極管V3為導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)，變壓器去磁。繞組N3的勵(lì)磁電感LM3與繞組N1電感LM1的關(guān)系為L(zhǎng)M3釋放能量所需要的時(shí)間可由下式求出：為防止變壓器飽和，在開關(guān)斷開期間內(nèi)變壓器必須全部消磁，則tre≤(1－D)Ts。

(3)隔離型CuK變換器

隔離型CuK變換器電路如圖7所示。開關(guān)斷開時(shí)，電感L1的電流IL1對(duì)電容C11充電，充電電荷量為

ΔQoff=IL1·toff

圖7隔離型Cuk變換電路

同時(shí)C12也充電(二極管V導(dǎo)通)，開關(guān)S導(dǎo)通時(shí)，二極管V變?yōu)榻刂範(fàn)顟B(tài),C12通過L2向負(fù)載放電,放電電荷為這時(shí)C11也處于放電狀態(tài)。穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)，電容C11充放電電荷量相等，則電壓變換比為式中：n為變壓器匝數(shù)比，n=N1/N2

（4）電流變換器

電流變換器電路如圖8所示，它是逆變整流型變換器。圖8（a）是能量回饋方式，開關(guān)S導(dǎo)通時(shí)[S1、S2導(dǎo)通時(shí)刻見圖8（a）]，電感器L的一次側(cè)電壓為UI－nTUO(nT=N1/N2),電感L勵(lì)磁并儲(chǔ)存能量；S斷開時(shí)，儲(chǔ)存在電感L中的能量通過二極管V3反饋到輸入側(cè)。若采用圖示的占空比，則電壓變換比為：式中：nL為反饋繞組的匝數(shù)比，nL=N3/N4

對(duì)于圖8（b）所示的變換器，兩只開關(guān)同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，加在電感L上的電壓為UI，電感L勵(lì)磁并儲(chǔ)存能量。任意一只開關(guān)斷開時(shí)，反向電壓（nTUO－UI）加到電感L上，電感L釋放能量。其工作原理與升壓型變換器類似，電壓變換比為（5）全橋型變換器

（a）能量回饋式(b)升壓式

圖8電流變換電路

全橋型變換器如圖9如示，S1、S3及S2、S4是兩對(duì)開關(guān)，重復(fù)交互通斷。但兩對(duì)開關(guān)導(dǎo)通有時(shí)間差。所以變壓器一次側(cè)加的電壓UAB為脈沖寬度等于其時(shí)間差的方形波電壓。變壓器二次側(cè)的二極管將此電壓整流變?yōu)榉讲ǎ║F），再經(jīng)濾波器變?yōu)槠交绷麟姽┙o負(fù)載。

圖9全橋型變換電路

電壓變換比為m=D/n

2．3準(zhǔn)諧振型變換器

在PWM電路中接入電感和電容的諧振電路，流經(jīng)開關(guān)的電流以及加在開關(guān)兩端的電壓波形為準(zhǔn)正弦波，這種電路被稱為準(zhǔn)諧振型變換器。圖10表示出電流諧振開關(guān)和電壓諧振開關(guān)的基本電路以及工作波形。

圖10（a）是電流諧振開關(guān)，諧振用電感Lr和開關(guān)S串聯(lián)，流經(jīng)開關(guān)的電流為正弦波的一部分。當(dāng)開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，電流is從0以正弦波形狀上升，上升到電流峰值后，又以正弦波形狀減小到零，電流變?yōu)榱阒?，開關(guān)斷開，見圖（a）波形。開關(guān)再次導(dǎo)通時(shí)，重復(fù)以上過程。由此可見，開關(guān)在零電流時(shí)通斷，這樣動(dòng)作的開關(guān)叫做零電流開關(guān)（Zero－CurrentSwitch）,簡(jiǎn)稱為ZCS。在零電流開關(guān)中，開關(guān)通斷時(shí)與電壓重疊的電流非常小，從而可以降低開關(guān)損耗。采用電流諧振開關(guān)時(shí)，寄生電感可作為諧振電路元件的一部分，這樣可以降低開關(guān)斷開時(shí)產(chǎn)生的浪涌電壓。

（a）電流諧振式(b)電壓諧振型

圖10準(zhǔn)諧振開關(guān)電路

圖10（b）所示電路為電壓諧振開關(guān)，諧振電容Cr與開關(guān)并聯(lián)，加在開關(guān)兩端的電壓波形為正弦波的一部分。開關(guān)斷開時(shí)，開關(guān)兩端電壓從0以正弦波形狀上升，上升到峰值后又以正弦波形狀下降為零。電壓變?yōu)榱阒?，開關(guān)導(dǎo)通，見圖（b）波形。開關(guān)再斷開時(shí)，重復(fù)以上過程。可見開關(guān)在零電壓處通斷，這樣動(dòng)作的開關(guān)叫做零電壓開關(guān)（Zero－VoltageSwitch），簡(jiǎn)稱ZVS。在零電壓開關(guān)中，開關(guān)通斷時(shí)與電流重疊的電壓非常小，從而可以降低開關(guān)損耗。這種開關(guān)中寄生電感與電容作為諧振元件的一部分，可以消除開關(guān)導(dǎo)通時(shí)的電流浪涌與斷開時(shí)的電壓浪涌。

電流諧振開關(guān)中開關(guān)導(dǎo)通時(shí)電流脈沖寬度ton由諧振電路決定，為了進(jìn)行脈沖控制，需要保持導(dǎo)通時(shí)間不變，改變開關(guān)的斷開時(shí)間。對(duì)于電壓諧振開關(guān)，開關(guān)斷開時(shí)的電壓脈沖寬度toff由諧振電路決定，為了進(jìn)行脈沖控制，需要保持開關(guān)的斷開時(shí)間不變，改變開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間。在以上兩種情況下，改變開關(guān)工作周期，則諧振變換器就由改變開關(guān)工作頻率進(jìn)行控制。

在圖10所示電路中，開關(guān)電壓或電流的波形為半波，但也可以為全波，因此諧波開關(guān)又可分為半波諧振開關(guān)和全波諧振開關(guān)兩種。

3功率電路主要元器件的選擇與保護(hù)

目前，在高頻開關(guān)電源中應(yīng)用最廣泛的功率半導(dǎo)體器件有兩類：雙極型功率晶體管和功率金屬氧化物場(chǎng)效應(yīng)管。

3．1功率晶體管的選擇

選擇晶體管時(shí)，必須注意兩個(gè)基本參數(shù)：第一個(gè)參數(shù)是晶體管截止時(shí)的耐壓值，第二個(gè)參數(shù)是晶體管在導(dǎo)通時(shí)能承受的電流值。這兩個(gè)參數(shù)的選擇是由開關(guān)電源的類型決定的。

（1）單端反激式變換器中開關(guān)晶體管的選擇

對(duì)圖11所示的單端反激式變換器，晶體管的集電極與發(fā)射極之間最大耐壓值式中：UI——加到晶體管集電極的直流電壓；

Dmax——最大工作占空比。

為了限制晶體管的集電極電壓，工作占空比值應(yīng)取低一些，一般應(yīng)低于50％，即Dmax

（a）原理圖(b)波形圖

圖11隔離單端反激式變換器電路

晶體管飽和時(shí)的集電極電流可按下式計(jì)算

Ic=I/n

式中：I——變壓器二次繞組的峰值電流；

n——變壓器一、二次繞組匝數(shù)比。

Ic也可以用輸出功率Po來(lái)表示。假定變換器的效率為0.8，最大占空間比Dmax為0.4,則

Ic=6.2Po/UI

(2)推挽式變換器電路中開關(guān)晶體管的選擇

對(duì)圖12所示推挽式變換器電路,它實(shí)際上是由兩個(gè)單端正激變換器電路構(gòu)成。所以，在開關(guān)晶體管截止時(shí)，每只開關(guān)管上承受的電壓限制在2UI以內(nèi)，利用輸出功率、效率、最大占空比，可推導(dǎo)出晶體管集電極工作電流的表達(dá)式如下：假定變換器的η=0.8，Dmax=0.8，則集電極工作電流為

（a）原理圖(b)波形圖

圖12推挽式變換器電路

（3）半橋式變換器電路開關(guān)晶體管的選擇

圖13所示半橋式變換器中，變壓器的一次側(cè)在整個(gè)周期中都流過電流，磁心得到充分利用，對(duì)功率開關(guān)管的耐壓要求較低，決不會(huì)超過線路峰值電壓。與推挽式電路相比，若輸出相同的功率，則開關(guān)晶體管必須流過2倍的電流。

在半橋式變換器電路中，因?yàn)樽儔浩鞯碾妷阂褱p少到UI/2，為了獲得相同的功率，晶體管的工作電流將加倍。假定變換器的效率η=0.8，最大占空比Dmax=0.8，則晶體管的工作電流為:半橋式變換器的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是:它可以自動(dòng)校正變壓器磁心偏磁,避免變壓器磁心飽和。

圖13半橋式變換器電路

在設(shè)計(jì)開關(guān)電源時(shí)，還應(yīng)考慮的是使用雙極型晶體管還是MOSFET管，這兩種晶體管各有優(yōu)缺點(diǎn)。二者相比較，雙極型晶體管價(jià)格較低，而MOSFET管由于驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)單，所以整個(gè)電路設(shè)計(jì)也比較簡(jiǎn)單。

雙極型晶體管有一個(gè)缺點(diǎn)，就是工作截止頻率較低，一般在幾十kHz左右，而MOSFET管的開關(guān)工作頻率可達(dá)幾百kHz。開關(guān)電源工作頻率高就意味著設(shè)計(jì)出來(lái)的開關(guān)電源體積較小。提高開關(guān)電源的工作頻率，這是當(dāng)前開關(guān)電源設(shè)計(jì)的一個(gè)趨勢(shì)。

3．2功率晶體管的保護(hù)

功率晶體管的保護(hù)有抗飽和、二次擊穿等問題，這里重點(diǎn)介紹二次擊穿的防止及RC吸收回路元件參數(shù)的選擇方法。

（1）正偏壓的二次擊穿

要設(shè)計(jì)出一個(gè)工作穩(wěn)定、可靠的開關(guān)電源，必須避免開關(guān)晶體管出現(xiàn)正向偏置狀態(tài)下的二次擊穿現(xiàn)象。

圖14表示晶體管集電極電流Ic與Uce間的關(guān)系圖，曲線的軌跡代表的是晶體管可以工作的最大限度范圍。在晶體管導(dǎo)通期間，落入安全區(qū)正向偏置的負(fù)載曲線認(rèn)為是安全的，工作時(shí)不能超過廠家所提供的器件熱限度和安全工作區(qū)。

圖14雙極型晶體管安全工作區(qū)

正向偏置的二次擊穿現(xiàn)象是由若干個(gè)發(fā)熱點(diǎn)引起的。這些發(fā)熱點(diǎn)是由于晶體管在高壓下電流的不均衡而造成的。它們分布在功率晶體管工作面上的許多地方，由于晶體管的基極－發(fā)射極結(jié)間是負(fù)溫度系數(shù)，這些發(fā)熱點(diǎn)就增加了局部電流流動(dòng)，電流越大，則產(chǎn)生功率越大，進(jìn)而使得某一發(fā)熱點(diǎn)的溫度更高。由于集電極對(duì)發(fā)射極的擊穿電壓也是負(fù)溫度系數(shù)，所以與上述結(jié)果相同。由此可見，如果加在晶體管上的電壓不消失，電流就不會(huì)終止，集電極－發(fā)射極結(jié)就會(huì)被擊穿，而晶體管會(huì)由于無(wú)法抗拒高溫而損壞。

有一種防止正向偏壓二次擊穿的新方法：在制造晶體管時(shí)增加了發(fā)射極平衡技術(shù)，使用這種技術(shù)制造的晶體管可以工作在它本身允許的最大功率和最大集電極電壓的條件下，而不必?fù)?dān)心會(huì)產(chǎn)生二次擊穿。應(yīng)用這種技術(shù)的器件如圖15所示。

具體實(shí)現(xiàn)方法是在功率開關(guān)晶體管的基極再串接一個(gè)結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管，場(chǎng)效應(yīng)管起著基極平衡電阻的作用，其阻值隨集電極對(duì)基極電壓的變化而變化。當(dāng)集電極電壓變化時(shí)，能夠維持恒定的功耗。

圖15 防止二次擊穿的措施

（2）反偏壓的二次擊穿

當(dāng)晶體管用作開關(guān)器件使用時(shí)，存儲(chǔ)時(shí)間和開關(guān)損耗是兩個(gè)重要的參數(shù)。如果不能有效地減少存儲(chǔ)時(shí)間，變壓器就會(huì)產(chǎn)生飽和，而且開關(guān)電源的調(diào)整范圍就會(huì)受到限制。

同時(shí)，對(duì)開關(guān)損耗必須進(jìn)行控制，因?yàn)樗绊懼麄€(gè)電源系統(tǒng)的工作效率。

實(shí)際應(yīng)用中，晶體管的反向偏置安全工作區(qū)（RBSOA）很有實(shí)用意義，如圖16所示。

圖16反向偏置時(shí)安全工作區(qū)

RBSOA曲線表示，對(duì)于Uce低于Uceo的情況，只受晶體管集電極電流Ic的限制。對(duì)Uce高于Uceo情況，集電極電流必須隨所加的方向偏置電壓的增加而減少。

很明顯，反向偏置電壓Ueb是非常重要的，它對(duì)RBSOA的影響非常大。在開關(guān)晶體管加反向偏壓時(shí)，因?yàn)殛P(guān)斷時(shí)間會(huì)減少，應(yīng)避免基極－發(fā)射極結(jié)的雪崩現(xiàn)象發(fā)生。設(shè)計(jì)時(shí)可采用有箝位二極管的RC吸收回路以避免雪崩現(xiàn)象的發(fā)生。

（3）開關(guān)晶體管的RC吸收回路

由上面的討論可見，開關(guān)晶體管工作在截止?fàn)顟B(tài)的瞬間，為了把存儲(chǔ)時(shí)間減少到最低限度，一般采用加大反向基極電流的辦法。但是如果Ib過大，會(huì)造成發(fā)射結(jié)的雪崩，而損壞晶體管。為了防止這種情況的發(fā)生，可采用RC吸收回路，RC吸收回路并聯(lián)在開關(guān)晶體管的集電極－發(fā)射極之間，在功率開關(guān)晶體管截止時(shí)給開關(guān)晶體管集電極電流分流，見圖17。

當(dāng)晶體管V1截止時(shí)，電容C通過二極管V2被充電到工作電源電壓E＋，當(dāng)晶體管V1導(dǎo)通時(shí)，電容C經(jīng)過電阻R放電。實(shí)際上，吸收回路消耗了一定量的功率，減輕了開關(guān)管的負(fù)擔(dān)。如果沒有吸收回路，這一部分功率必須由開關(guān)管承擔(dān)。

圖17晶體管截止電流吸收網(wǎng)絡(luò)

在實(shí)際設(shè)計(jì)電路時(shí)，可用下面的公式進(jìn)行估算。在晶體管截止時(shí)，其能量可用下式表示：式中：Ic——最大集電極電流（A）

Uce——最大集電極－發(fā)射極電壓（V）

tr——集電極電壓最大上升時(shí)間（s）

tf——集電極電流最大下降時(shí)間(s)

由電容的定義可求出由圖17可知，電容C上的電壓可以寫成下式：式中：ton是晶體管導(dǎo)通時(shí)間（這時(shí)C經(jīng)過R放電）　　選取RC回路的值要保證以下兩條：一是在開關(guān)晶體管截止期間內(nèi)（toff）必須能使電容C充電到接近Uce電壓，二是在晶體管導(dǎo)通期間（ton），必須使電容C上的電荷經(jīng)電阻R放完，所以應(yīng)使表達(dá)式的值接近于1。

當(dāng)ton=3RC時(shí)，e－3=0.05，即可以認(rèn)為經(jīng)過3RC的延遲,電容C已基本上把電荷放完,這樣R的取值可由下式?jīng)Q定:

R=ton/3C

同時(shí)還應(yīng)檢驗(yàn)在晶體管導(dǎo)通時(shí)，電容C通過開關(guān)管放電的電流Idis,應(yīng)把它限制在0.25Ic以下,可用下式計(jì)算:

Idis=Uce/R

[例]在一半橋變換器中使用開關(guān)晶體管,Uce=200V，tf=2μs，tr=0.5μs，變換器的工作頻率f=20kHz,開關(guān)晶體管的集電極工作電流Ic=2A,試計(jì)算RC吸收回路的R、C值。

解取C=22nF，假定ton是總周期1/f的40％，則由R=ton/3C有取R=300Ω，再核對(duì)放電電流這個(gè)值大于Ic（2A）的25％，需再計(jì)算R的值取R=430Ω。

3.3MOSFET的選擇和保護(hù)

功率場(chǎng)效應(yīng)管(PowerMOSFET)是近些年發(fā)展起來(lái)的半導(dǎo)體器件，在高頻開關(guān)電源中得到了廣泛的應(yīng)用。

它具有幾個(gè)明顯的優(yōu)點(diǎn)：工作頻率高達(dá)200kHz以上，從而可進(jìn)一步減小開關(guān)電源的體積和重量；同時(shí)它還具有工作速度快、功率大、耐壓高、增益高，幾乎不存在存儲(chǔ)時(shí)間，沒有熱擊穿等優(yōu)點(diǎn)。

MOSFET是電壓型控制器件。為了在漏極D得到一個(gè)較大的電流，必須在MOSFET的柵極和源極S之間加一個(gè)控制電壓。

為了驅(qū)動(dòng)MOSFET導(dǎo)通，需要在柵極和源極間加入電壓脈沖。為了提高M(jìn)OSFET管的開關(guān)速度，驅(qū)動(dòng)電壓源的阻抗Rg必須非常低。

當(dāng)MOSFET管關(guān)閉時(shí)，在漏極和源極之間就會(huì)出現(xiàn)很高的阻抗，從而抑制了電流的流動(dòng)。

當(dāng)功率MOSFET用作開關(guān)器件時(shí)，漏源極間電壓降與漏極電流成正比。也就是說(shuō)，功率MOSFET工作在恒定電阻區(qū)，因此它實(shí)際上象電阻一樣起作用。所以功率MOSFET漏源極間的導(dǎo)通電阻Rdson就成為一個(gè)十分重要的參數(shù)，它與雙極型三極管的集電極－發(fā)射極間飽和壓降的重要性一樣。當(dāng)Ugs達(dá)到門限電壓時(shí)（一般是2～4V），漏極電流Id開始流動(dòng)。當(dāng)Ugs超過門限電壓之后，漏極電流和柵極電壓的比值呈線性增長(zhǎng)，這樣漏極電流對(duì)柵極電壓的變化率（稱為跨導(dǎo)gfs）在漏極電流較大時(shí)，實(shí)際上是個(gè)常數(shù)。

MOSFET可以提供非常穩(wěn)定的安全工作區(qū)（SOA），因?yàn)樵谡蚱脮r(shí)，它不受二次擊穿的影響，因此，無(wú)論施加直流還是脈沖電壓，它的SOA曲線比雙極型晶體管要好。用功率MOSFET作開關(guān)器件使用時(shí)，在額定電壓下驅(qū)動(dòng)額定電流，不用吸收回路是可能的。當(dāng)然，在實(shí)際設(shè)計(jì)電路時(shí)，還應(yīng)適當(dāng)降低額定值，圖18表示典型MOSFET的SOA曲線，為了與雙極型晶體管比較，把它們重疊畫在一起。

為了充分發(fā)揮MOSFET的優(yōu)點(diǎn)，在設(shè)計(jì)MOSFET電路時(shí)應(yīng)注意以下幾點(diǎn)，以防在高頻工作時(shí)產(chǎn)生振蕩現(xiàn)象。

（1）盡量減短與MOSFET各管腳接線的導(dǎo)線長(zhǎng)度，特別是柵極引線長(zhǎng)度，如果實(shí)在無(wú)法減短，可以用小磁環(huán)或1個(gè)小電阻R1與MOSFET管柵極串聯(lián)，如圖19所示。使用這兩個(gè)元件應(yīng)盡量靠近管子的柵極，以消除寄生振蕩。

（2）由于MOSFET具有極高的輸入阻抗，為了避免電路正反饋引起的振蕩，驅(qū)動(dòng)源的阻抗必須很低。當(dāng)MOSFET的直流輸入阻抗很高時(shí)，它的動(dòng)態(tài)阻抗（交流輸入阻抗）會(huì)隨著工作頻率的變化而變化。

由于MOSFET的柵極和源極之間的硅氧化層比較容易被擊穿，如果兩極間所加的電壓超過了廠家給定的參數(shù)值，就會(huì)使管子造成永久性損壞。實(shí)際上，柵極電壓的最大值一般是20～30V，即使所加的柵極電壓低于最大允許值，也要對(duì)電路采取措施，確保避免由于雜散電容引進(jìn)的尖峰脈沖把MOSFET的氧化層損壞。

圖18 SOA比較圖

圖19 用鐵氧體磁環(huán)消除寄生振蕩

為了使MOSFET管更安全有效地工作，一般情況下需要在MOSFET的源漏極間加RC吸收回路。因?yàn)镽C吸收回路消耗了多余的關(guān)斷MOSFET的能量，否則這部分能量要由MOSFET開關(guān)管來(lái)消耗，其工作原理與雙極型晶體管RC吸收回路相同。

新型雙端正激式開關(guān)電源的研究及開發(fā)

摘 要：提出了一種新型的雙端正激式開關(guān)電源設(shè)計(jì)方案，有效地避免了上下橋臂易于出現(xiàn)的直通短路問題，使開關(guān)電源的可靠性大為提高。而且其輸入電壓可以很高，輸出直流電源容量大、組數(shù)多，尤其適用于具有高壓直流側(cè)的大功率電力電子系統(tǒng)。同時(shí)還提出了一種獨(dú)特的磁通維持控制設(shè)計(jì)方案，很好地解決了雙端正激式DC/DC變換器普遍存在的磁通維持階段不理想的問題，特別適合于直流輸入電壓高、高頻變壓器變比大的情況。對(duì)主電路、控制及自舉等回路的結(jié)構(gòu)原理進(jìn)行了分析，利用仿真波形以及實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該方案的可行性和實(shí)用性。

關(guān)鍵詞：雙端正激式；開關(guān)電源；磁通控制方案；DC/DC變換器；仿真波形；電路

目前各種電氣設(shè)備中的開關(guān)電源，大多數(shù)都采用間接式DC/DC變換電路，先將直流電逆變?yōu)榻涣麟?，通過高頻變壓器隔離，再將交流電整流成直流電。它具有隔離性能好，便于提供多路輸出直流電源等優(yōu)點(diǎn)。間接式DC/DC變換電路通常又分為單端電路和雙端電路。一般小容量的開關(guān)電源多采用單端正激式或單端反激式DC/DC變換電路，其高頻變壓器鐵芯中的磁通是單方向脈動(dòng)的。單端間接式直流變換電路所存在的主要缺點(diǎn)是高頻變壓器鐵芯中的磁通只工作在磁化曲線的第一象限，一方面鐵芯不能得到充分利用，另一方面總存在磁通復(fù)位的問題。

來(lái)源:www.

相比之下，雙端間接式DC/DC變換電路比較適用于中大容量的開關(guān)電源，其高頻變壓器鐵芯的工作磁通在磁化曲線的一、三象限間對(duì)稱地交變，鐵芯的利用率較高，也不必?fù)?dān)心磁通的復(fù)位問題，而且對(duì)應(yīng)于正負(fù)半周都可以向輸出傳遞能量，加之高頻變壓器鐵芯的磁通變化線性范圍寬，有利于減小變壓器的繞組匝數(shù)和體積，提高開關(guān)電源功率密度和工作效率。因此，開發(fā)完善、可靠的雙正激電源是當(dāng)前開關(guān)電源研究的熱點(diǎn)?；谏鲜隹紤]，筆者提出一種新型雙端正激式DC/DC變換器的半橋拓?fù)湓O(shè)計(jì)方案。

1 雙正激電路的設(shè)計(jì)

1.1 電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

開關(guān)電源采用了如圖1所示的總體結(jié)構(gòu)框圖。其中主電路部分是電源的主體部分，負(fù)責(zé)產(chǎn)生各副邊電壓，并為控制電路提供電源；自舉電路部分負(fù)責(zé)在上電初期利用主電路直流側(cè)電壓為控制電路提供電源，并在副邊電壓建立后將之脫離，直接利用副邊某一路為其供電，從而實(shí)現(xiàn)自舉的作用；控制電路部分主要負(fù)責(zé)主電路MOS管門極控制信號(hào)的產(chǎn)生并有穩(wěn)定副邊電壓的作用。這三部分緊密聯(lián)系。

主電路采用了如圖2所示的獨(dú)特結(jié)構(gòu)。圖中變壓器原邊采用半橋式雙正激電路，主電路可直接利用高壓直流環(huán)節(jié)供電。兩原邊繞組L1、L2上下對(duì)稱，極性相反。它的作用是避免高頻PWM開關(guān)作用時(shí)，由于MOS管關(guān)斷不及時(shí)所出現(xiàn)的上下橋臂直通現(xiàn)象。

來(lái)源:www.

圖2中右側(cè)L3所在的支路為勵(lì)磁電流的續(xù)流回路。回路中MOS管M7、M8均并聯(lián)著反向二極管。該回路作用是在主電路上、下兩管都不導(dǎo)通的時(shí)候維持主磁通的勵(lì)磁電流，否則原邊繞組的磁通將突變到零，根據(jù)公式U=dΨ/dt，在繞組兩端將激起很高的電壓。而采用獨(dú)特設(shè)計(jì)的勵(lì)磁電流續(xù)流回路能夠在此期間開通，由于回路電阻很小，從而勵(lì)磁電流近似維持不變。 來(lái)源:輸配電設(shè)備網(wǎng)

來(lái)源:輸配電設(shè)備網(wǎng)

圖2　開關(guān)電源主電路結(jié)構(gòu)示意圖

來(lái)源:http://

圖2中右上回路代表著一系列帶有抽頭的副邊繞組。它對(duì)繞組兩端正零負(fù)交變的高頻信號(hào)通過兩只快恢復(fù)二極管實(shí)現(xiàn)全波整流，然后進(jìn)行L-C濾波或直接電容濾波后穩(wěn)壓輸出。另外，為提高抗干擾能力，電路中還選擇了其中一組副邊為PWM控制芯片SG3525提供反饋電壓。

1.2 電路的工作原理

假設(shè)電流的正方向是流入繞組的同名端。主電路中開關(guān)管M1，M2占空比變化范圍為0～0.5，且輪流導(dǎo)通。

(1)M1飽和導(dǎo)通時(shí)，電容C1的正向電壓加在原邊繞組L1上。在此電壓的激勵(lì)下，根據(jù)，可推導(dǎo)出，由于電路穩(wěn)定后，初始值i0為負(fù)值，可見繞組的勵(lì)磁電流以斜率U/L(常數(shù))從負(fù)到正線性增加(流經(jīng)L1的電流是由其勵(lì)磁電流和總負(fù)載電流合成的，因而L1中電流的大小還由負(fù)載電流決定)，同時(shí)各副邊繞組兩端生成正向電壓。

(2)M2導(dǎo)通的情況與M1時(shí)類似。由于電容C2電壓相當(dāng)于反向加在L2兩端，初始值i0為正值，L2的勵(lì)磁電流是以斜率U/L從正到負(fù)反向線性增加，而各副邊繞組兩端生成反向電壓。

(3)當(dāng)M1，M2都不導(dǎo)通時(shí)，勵(lì)磁電流續(xù)流回路開通，主磁通勵(lì)磁電流保持不變，因而各繞組磁通維持常值，根據(jù)公式，使得主電路繞組及各副邊繞組兩端電壓在此期間內(nèi)均為零，保證了輸出電壓的可控性。 來(lái)源:http://

從上述分析不難看出，主電路繞組的勵(lì)磁電流按如下規(guī)律變化：線性增加(從負(fù)到正)維持恒定(在勵(lì)磁續(xù)流回路中)線性減小(從正到負(fù))使得主磁通在一、三象限內(nèi)對(duì)稱變化，滿足雙端正激式的要求。

2 PWM控制信號(hào)產(chǎn)生電路

主電路的PWM信號(hào)是由SG3525產(chǎn)生出來(lái)的。SG3525根據(jù)變壓器副邊反饋的電壓信號(hào)Vfd調(diào)整輸出信號(hào)的占空比，如圖3所示。由于主電路采用雙端正激式，門極信號(hào)需要隔離，因而SG3525輸出端接于變壓器T2原邊兩端，兩個(gè)副邊分別驅(qū)動(dòng)開關(guān)管門極。勵(lì)磁電流續(xù)流回路中的兩個(gè)開關(guān)管的門極控制信號(hào)的控制邏輯可以采用SG3525的兩個(gè)輸出信號(hào)的“或非”得到，以保證在OUTA、OUTB有一個(gè)為高電平時(shí)，G3、G4就輸出低電平；在兩個(gè)均為低電平時(shí)，G3、G4就為高電平。 來(lái)源:www.

圖3　PWM信號(hào)生成電路。

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3 自舉電路分析

作為能夠?qū)嶋H應(yīng)用的產(chǎn)品，必須能夠自啟動(dòng)，即自舉。利用上電時(shí)的直流側(cè)高壓，得到能夠提供給控制芯片的初始電源，在主電路變壓器真正開始工作后，在某個(gè)副邊抽頭會(huì)產(chǎn)生一定的電壓，再利用此電壓作為工作電壓提供給控制芯片，這樣整個(gè)電路就可以正常工作了。